一种改善发射信号稳定性的电路的制作方法

本发明涉及一种改善发射信号稳定性的电路，属于微波放大器技术领域。

背景技术

发射信号的稳定性是指射频信号的振幅、相位、脉冲重复频率和脉冲宽度的稳定性。现代雷达广泛采用脉冲压缩、动目标显示和脉冲多普勒技术，它们都要求发射信号具有良好的稳定性。例如在动目标显示(mti)雷达中，发射信号的相位失真将会导致改善因子的下降；在脉冲多普勒(pd)雷达中，微波放大器产生的噪声将会导致谱线的加宽和检测区内边带噪声电平的增加，影响雷达在杂波背景下的可见度，或者造成虚假目标回波的出现。

影响发射信号稳定性的因素可分为确定的不稳定量和随机的不稳定量。确定的不稳定量来自发射机电源的纹波、脉冲调制波形的顶部波动和周围环境有规律的机械振动等因素，通常是时间的周期性函数。随机的不稳定量是任意的，如发射管的噪声，调制脉冲幅度的随机变化等都可能是原因之一。一般情况下，射频放大器内部噪声调制的影响远小于由电源纹波等规则寄生调制的影响。此外，在雷达的应用中，主要关心的是发射信号的短期稳定性，即考虑的是这些不稳定量在脉内的和脉间的变化。

发射信号的稳定性在频率域中采用信号的相位噪声来计量，它表示频域内发射信号在信号频谱中的寄生输出。例如，在pd雷达系统中，为了得到理想的杂波抑制和目标探测能力，pd气象雷达对信号的相位噪声典型要求是优于-85dbc，而军用机载火控脉冲多普勒雷达对发射信号相位噪声的要求则更加严格。为满足信号频谱纯度要求，对发射机必须进行有针对性的精心设计。如机载pd雷达中，发射机高压电源需要采用稳压电源，并且其纹波和稳定性要优于10-4～10-5，脉冲调制器顶部波动要求不大于2％～3％，顶降不大于5％。

在大功率速调管发射机中，速调管电子注电压一般在几十千伏到几百千伏，电子注电流在几十安培，这样的大功率高压电源几乎都是通过高频开关电源来完成。根据发射机信号稳定性要求，高压电源的稳定度要求在10-4～10-5，而数十千瓦甚至数百千瓦功率量级的高压开关电源要达到10-4～10-5稳定度非常困难；并且，在脉冲期间，高压电源对储能电容补充的能量远小于其泄放的能量，随着脉冲能量的不断减少，储能电容上的电荷将越来越少，电压越来越低，从而使输出调制脉冲的后沿幅度低于前沿的幅度，即产生脉冲顶降，从而导致发射机输出射频信号产生幅度失真和相位失真，幅度失真会降低雷达的距离分辨力，相位失真导致输出信号产生频率偏移。增大储能电容的容量可以减小脉冲顶降，但为了防止微波管打火时被损坏，减小脉冲顶部波动以及受到发射机体积的限制，在选择储能电容的容量时，余量不能留的太大；此外，发射机射频输入信号和输出信号之间存在着相位延迟，而相位延迟主要是由微波管中电子渡越时间决定的。调制脉冲幅度的变化会引起电子速度的变化，进而电子渡越时间也随着发生变化，导致射频输出信号的相位不稳定。因此要满足发射信号稳定性要求，调制脉冲幅度的稳定性和调制脉冲顶部波动应控制在较高水平。

文献1：聂克勤，《动目标显示雷达中速调管发射机的稳定性》，现代雷达，1992，14(2)：61-66；文献2：范青，《“de-q”电路与并联调整电路的性能分析》，现代电子，1994，48(3)：48-51。文献1和文献2介绍了为减小速调管阴极的相邻调制脉冲间的幅度不稳定，可采用de-q电路和泄放电路。de-q电路是采用突然降低充电回路的品质因数q值的方法，使人工线停止充电以保持电压不变。在雷达的脉冲重复频率(prf)变化时，对于de-q电路来说，由于人工线充满电后的等待时间不同，电压泄露也不同，而且prf变化会引起电源的较大波动，因此该电路不能适应脉冲重复频率变化的场合，并且其调整精度较低。泄放电路是在人工线电压充到略高于所需的电平后，在放电脉冲到来之前，利用泄放电路将人工线上多余的能量消耗掉，从而使人工线电压在放电前维持在一个稳定电平上。由于这种电路的工作时间是在人工线充满电以后，因此又叫充电后调节器。泄放电路工作在高电压下，元器件耐压要求较高，选用困难，而且效率较低。并且，文献1和文献2仅能解决调制脉冲幅度的脉间稳定性，无法改善电源纹波引起的发射机射频信号稳定性恶化问题

文献3：魏智，《脉冲调制波形畸变和电源纹波对雷达发射机质量的影响》，现代雷达，1992，14(3)：81-91；文献4：汪培进，《电源纹波对pd雷达性能的影响》，现代雷达，1997(4)。文献3和文献4介绍了为降低电源纹波对雷达发射信号的影响，可将开关电源的开关频率可控，并且严格地与雷达系统的脉冲重复频率同步。灯丝电源等小功率开关电源采用该方法难度和复杂度均不大，但考虑到雷达prf连续变化时，数十千瓦甚至数百千瓦的高压电源采用该方法导致发射机系统较复杂，代价较高。并且，文献3和文献4仅能解决电源纹波导致的发射机射频信号稳定性恶化，无法改善调制脉冲幅度的脉间不稳定以及脉内顶部波动和脉冲顶降导致的发射信号稳定性恶化。

文献5：张向辉，《大功率速调管发射机相位噪声特性研究》，现代雷达，2012，34(3)：65-69。文献5介绍了控制速调管电子注电压和收集极电压稳定度的方法，其将管体与收集极分离，大功率高压电源提供速调管阴极与速调管收集极之间的电压，而收集极与管体之间附加低压小功率电源，用于补偿管体电压的不稳定。小功率低压电源很容易做到更高的稳定度，从而改善发射机相位噪声。但附加电源会引入新的电源纹波和噪声，并且考虑到微波管打火情况，必须要对附加电源的可靠性和抗干扰能力进行特别设计，增加了系统的复杂性。

文献6：jaeseunglee，p.lally，《radar’stwtphasenoisereduction》，radarconference，2005ieeeinternational，2005：43-48；文献7：何鹏军，张冠杰，闫自让，《行波管放大器相位噪声的分析及其抑制》，火控雷达技术，2006，35(1)：26-29；文献8：刘洁，何鹏军，《行波管发射机相位噪声对雷达作用距离影响分析》，火控雷达技术，2012，41(4)：72-75。文献6、文献7和文献8均提出了采用锁相环技术降低行波管放大器相位噪声的方案；文献7和文献8也介绍了为抑制行波管放大器相位噪声，还可以采用电源纹波识别技术。锁相环技术利用相位检波器分别检测发射机输入射频信号和输出射频信号的相位信息，并将两者的差值处理后送给移相器进行相位补偿。电源纹波识别技术对具有纹波的电源电压通过分压器进行采样，经过底部限幅器输出两路，一路通过顶部限幅器和积分器进行平均，在比较器中与另一路信号进行比较，根据比较的差值来调节移相器的控制电压从而达到相位补偿的目的。锁相环技术直接对射频信号施加作用，对器件要求高，技术相对复杂，成本较高；电源纹波识别技术仅能解决电源纹波导致的发射机射频信号稳定性恶化的问题，无法改善调制脉冲幅度的脉间不稳定以及脉内顶部波动和脉冲顶降导致的发射信号稳定性恶化。

技术实现要素：

针对以上问题，本发明提供了一种改善发射信号稳定性的电路。

为了解决以上问题，本发明采用了如下技术方案：一种改善发射信号稳定性的电路,其特征在于，包括高压电源、储能电容、调制器、微波管、管体电流支路、收集极电流支路、管体电流调整电路。高压电源与储能电容连接，储能电容与调制器连接，调制器与微波管的阴极连接；微波管的管体与管体电流调整电路连接，管体电流调整电路与管体电流支路连接；微波管的收集极与收集极电流支路连接；管体电流支路和收集极电流支路分别与储能电容连接；

高压电源为储能电容充电，提供恒定直流高压；储能电容存储高压直流能量；调制器闭合时，所述储能电容即可经过调制器对微波管进行放电；管体电流支路、收集极电流支路以及管体电流调整电路为调制器放电提供电流回路。

所述高压电源e1的负端分别与储能电容c1的一端和调制器q1的一端连接；调制器q1的另一端与微波管的阴极连接；微波管的管体与管体电流调整电路s3的一端连接，并连接大地；管体电流调整电路s3的另一端与管体电流支路s1的一端连接；微波管的收集极与收集极电流支路s2的一端连接；管体电流支路s1的另一端和收集极电流支路s2的另一端共同连接至储能电容c1的另一端，再与高压电源e1的正端连接。

所述管体电流调整电路s3是一个闭环系统，包括分压网络s31、误差放大器和补偿网络s32、功率放大电路s33和调整开关s34；所述分压网络s31为电阻和电容分压电路，一端连接c1的负端或微波管阴极，另一端连接大地；s31采样c1相对大地的电压，并将合适大小的取样电压送给误差放大器和补偿网络s32；误差放大器和补偿网络s32将s31送来的取样电压，与基准电压vref进行比较，输出误差放大信号；功率放大电路s33将补偿网络s32送来的误差放大信号，进行功率放大，送给调整开关s34，作为调整开关的驱动信号；调整开关s34中采用绝缘栅双极晶体管igbt或金属氧化物半导体场效应晶体管mosfet作为调整开关管，一端与管体电流支路连接，另一端与微波管的管体连接，工作在线性状态，类似于实时可变电阻。

所述分压网络s31包括分压电阻r1～rn和分压电容c1～cn；电阻r1和电容c1并联，电阻r2和电容c2并联，类似地，直至电阻rn和电容cn并联，然后，所有并联的电阻和电容再依次串联；电阻r1未连接的一端为连接点p11，电阻rn-1和电阻rn的公共连接点为p12，电阻rn未连接的一端为连接点p13；连接点p11连接储能电容c1负端或微波管阴极，连接点p13连接大地；连接点p12的取样电压根据储能电容c1两端电压实时变化。

所述误差放大器和补偿网络s32包括电阻r21、r22、r23，电容c21、c22、c23，运算放大器n21和基准电压vref；电阻r21和电容c21串联后，再与电阻r22并联，并联后的电路一端为连接点p21，另一端连接运算放大器n21的反相输入端；电阻r23和电容c23串联后，再与电容c22并联，并联后的电路一端连接运算放大器n21的反相输入端，另一端连接运算放大器n21的输出端；基准电压vref连接运算放大器n21的同相输入端，运算放大器n21的输出端为连接点p22；连接点p21与分压网络s31电路中的连接点p12连接。

所述功率放大电路s33包括npn三极管v31、pnp三极管v32、辅助电压+15v和-15v；三极管v31的基极和三极管v32的基极连接，连接点为p31；三极管v31的集电极与辅助电压+15v连接，三极管v32的集电极与辅助电压-15v连接；三极管v31的发射极和三极管v32的发射极连接，连接点为p32；连接点p31与误差放大器和补偿网络s32中的连接点p22连接，连接点p32与调整开关s34中调整开关管的门极连接；功率放大电路s33将误差放大器和补偿网络s32送来的小信号放大至功率信号，用于驱动调整开关管，采用线性功率放大器亦可实现此目的。

所述调整开关s34包括开关组件k41、电容组件c41、电阻组件r41以及瞬态抑制二极管(tvs)组件v41；所述开关组件k41为单个大功率开关或多个小功率开关并联组成；所述瞬态抑制二极管组件v41为单个高压大电流tvs或多个tvs串并联组成；开关组件k41、电容组件c41、电阻组件r41和瞬态抑制二极管组件v41并联后，一端作为连接点p41，另一端作为连接点p42；连接点p41与储能电容的另一端连接，连接点p42与微波管管体连接。

本发明与现有技术相比，有以下有益效果：本发明使发射机显著降低了对高压电源和调制器的要求，不仅解决了调制脉冲幅度的脉间不稳定以及脉内顶部波动和脉冲顶降引起的发射信号稳定性恶化问题，也改善了电源纹波导致的发射机射频信号的稳定性。系统电路简单，对元器件耐压和功率要求不高，代价低，容易实现，并且效率损失小，可适应多种场合。

附图说明

图1是本发明的组成框图。

图2是常规雷达发射机组成框图。

图3是本发明的电路示意图。

图4是本发明的电路原理图。

图5是本发明中分压网络的典型电路。

图6是本发明中误差放大器和补偿网络的典型电路。

图7是本发明中功率放大电路的典型电路。

图8是本发明中调整开关的典型电路。

图9是本发明另一实现形式的电路原理图。

图10是采用图4电路的分压网络中取样电压以及误差放大器和补偿网络中基准电压的波形示意图。

图11是采用图9电路的分压网络中取样电压以及误差放大器和补偿网络中基准电压的波形示意图。

具体实施方式

下面结合对本发明做进一步阐述。

如图1所示，本发明提供了一种改善发射信号稳定性的电路，包括高压电源、储能电容、调制器、微波管、管体电流支路、收集极电流支路以及管体电流调整电路。所述高压电源与所述储能电容连接；所述储能电容与所述调制器连接；所述调制器与所述微波管的阴极连接；所述微波管的管体与所述管体电流调整电路连接；所述管体电流调整电路与所述管体电流支路连接；所述微波管的收集极与所述收集极电流支路连接；所述管体电流支路和收集极电流支路分别与储能电容连接。

所述高压电源为储能电容充电，提供恒定直流高压；所述储能电容存储高压直流能量；所述调制器类似开关，调制器闭合时，所述储能电容即可经过调制器对微波管进行放电；所述管体电流支路、收集极电流支路以及管体电流调整电路为调制器放电提供电流回路。

如图2所示，本发明较常规雷达发射机增加了管体电流调整电路，管体电流调整电路可近似视为可变电阻器。

如图3所示，所述高压电源e1的负端分别与储能电容c1的一端和所述调制器q1的一端连接；所述调制器q1的另一端与微波管的阴极连接；所述微波管的管体与管体电流调整电路s3的一端连接，并连接大地；所述管体电流调整电路s3的另一端与管体电流支路s1的一端连接；微波管的收集极与收集极电流支路s2的一端连接；所述管体电流支路s1的另一端和收集极电流支路s2的另一端共同连接至所述储能电容c1的另一端，再与所述高压电源e1的正端连接。

所述管体电流支路s1一般包括电容、电阻、过流继电器和电流表；所述收集极电流支路s2一般包括电容、电阻、过流继电器和电流表。

如图4所示，所述管体电流调整电路s3是一个闭环系统，包括分压网络s31、误差放大器和补偿网络s32、功率放大电路s33和调整开关s34。所述分压网络s31为电阻和电容分压电路，一端连接c1的负端，另一端连接大地。s31采样c1相对大地的电压，并将合适大小的取样电压送给所述误差放大器和补偿网络s32；所述误差放大器和补偿网络s32将s31送来的取样电压，与基准电压vref进行比较，输出误差放大信号；所述功率放大电路s33将s32送来的误差放大信号，进行功率放大，送给所述调整开关s34，作为调整开关的驱动信号；所述调整开关s34中采用绝缘栅双极晶体管igbt或金属氧化物半导体场效应晶体管mosfet作为调整开关管，一端与所述管体电流支路连接，另一端与微波管的管体连接，工作在线性状态，类似于实时可变电阻。

如图5所示，所述分压网络s31典型电路包括分压电阻r1～rn和分压电容c1～cn。分压网络s31典型电路中，电阻r1和电容c1并联，电阻r2和电容c2并联，类似地，直至电阻rn和电容cn并联，然后，所有并联的电阻和电容再依次串联。电阻r1未连接的一端为连接点p11，电阻rn-1和电阻rn的公共连接点为p12，电阻rn未连接的一端为连接点p13。连接点p11连接所述储能电容c1的一端，连接点p13连接大地。连接点p12的取样电压根据储能电容c1两端电压实时变化。

如图6所示，所述误差放大器和补偿网络s32典型电路包括电阻r21、r22、r23，电容c21、c22、c23，运算放大器n21和基准电压vref。电阻r21和电容c21串联后，再与电阻r22并联，并联后的电路一端为连接点p21，另一端连接运算放大器n21的反相输入端。电阻r23和电容c23串联后，再与电容c22并联，并联后的电路一端连接运算放大器n21的反相输入端，另一端连接运算放大器n21的输出端。基准电压vref连接运算放大器n21的同相输入端，运算放大器n21的输出端为连接点p22。连接点p21与所述分压网络s31典型电路中的连接点p12连接。

如图7所示，所述功率放大电路s33典型电路包括npn三极管v31、pnp三极管v32、辅助电压+15v和-15v。三极管v31的基极和三极管v32的基极连接，连接点为p31。三极管v31的集电极与辅助电压+15v连接，三极管v32的集电极与辅助电压-15v连接。三极管v31的发射极和三极管v32的发射极连接，连接点为p32。连接点p31与所述误差放大器和补偿网络s32典型电路中的连接点p22连接，连接点p32与所述调整开关s34中调整开关管的门极连接。s33将s32送来的小信号放大至功率信号，用于驱动调整开关管，采用线性功率放大器亦可实现此目的。

如图8所示，所述调整开关s34典型电路包括开关组件k41、电容组件c41、电阻组件r41以及瞬态抑制二极管(tvs)组件v41。所述开关组件k41可采用单个大功率开关，亦可采用多个小功率开关并联组成；所述瞬态抑制二极管组件v41可采用单个高压大电流tvs，亦可采用多个tvs串并联组成。k41、c41、r41和v41并联后，一端作为连接点p41，另一端作为连接点p42。连接点p41与储能电容的另一端连接，连接点p42与微波管管体连接。

如图9所示，与图4唯一不同的是，所述分压网络s31一端连接微波管阴极，另一端连接大地。s31采样调制器q1输出端相对大地的电压，并将合适大小的取样电压送给所述误差放大器和补偿网络s32。采用图4电路，仅可改善电源纹波和调制脉冲顶降引起的发射机射频信号稳定性恶化问题；而采用图9电路，不仅可改善电源纹波和调制脉冲顶降引起的发射机射频信号稳定性恶化问题，还可解决调制脉冲幅度的脉间不稳定以及脉内顶部波动导致的发射信号稳定性恶化。

如图10所示，若采用图4电路，左图为分压网络中取样电压的示意波形，右图为误差放大器和补偿网络中基准电压的示意波形。

如图11所示，若采用图9电路，左图为分压网络中取样电压的示意波形，右图为误差放大器和补偿网络中基准电压的示意波形。

本发明的工作原理如下：发射机中高压电源为储能电容提供直流能量，储能电容经调制器对微波管进行放电，微波管将射频信号进行放大。由高压电源带来的低频纹波、高频纹波、开关器件产生的噪声等，以及放电脉冲由于回路分布参数产生的顶部波动和顶降，均会对微波管电子注电压产生幅度调制，从而导致微波管输出射频信号相位噪声的恶化。

影响相位噪声最主要的因素在于给微波管电子注提供初始速度的电场，该电场是阴极与管体之间的电压形成的。并且，微波管电子注通过率一般超过80％，管体电流只占放电脉冲总电流的10％～20％。

根据储能电容或调制脉冲的电压幅度变化，实时调节串联在回路中的管体电流调整电路的压降，使得微波管阴极与管体之间的电压保持恒定，则在发射机效率损失较小的情况下，可有效降低微波管的相位噪声。

基于本发明，发射机显著降低了对高压电源和调制器的要求，不仅解决了调制脉冲幅度的脉间不稳定以及脉内顶部波动和脉冲顶降引起的发射信号稳定性恶化问题，也可改善电源纹波引起的发射机射频信号稳定性恶化问题。系统电路简单，对元器件耐压和功率要求不高，代价低，容易实现，并且效率损失小，可适应多种场合。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。