一种过流检测电路的制作方法

本发明涉及保护电路技术领域，特别涉及一种过流检测电路。

背景技术：

现有技术中，dc-dc开关调整器通常有一些保护电路，其中一种保护电路称为过流保护，用于检测流过功率管的电流；当该电流超过正常工作电流时，过流检测电路产生过流信号关闭功率开关管，防止开关调整器损坏。

通常过流检测电路提供逐周期的电流限制，在一个开关周期中的导通时间段内采样工作电流。例如，在电压模式降压型开关转换器中，通常把上管的导通电阻或与上管串联的小电阻作为采样电阻，通过该电阻上的压降来计算工作电流。但是，在高速开关频率的转换器中，这种采样方式有其固有的缺陷。功率管开关节点(sw节点)存在寄生的振铃电压，该振铃电压会导致过流检测电路产生错误的判断信号，若采用将过流比较阈值设置大一些来避免这种情况，则过流保护电路将会无法检测到破坏性的工作电流。

另一个缺陷是来自功率开关管的导通延时和传输延时，由于功率开关管的导通延时和传输延时，过流检测电路中需加入消隐时间以保证在功率开关管真正导通时采样工作电流。然而，功率开关管的导通延时和传输延时并不是一个稳定值，极易受其他因素的影响，一个固定的消隐时间很难覆盖所有的情况。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种过流检测电路，在高频率开关转换器下能够避免功率管开关节点的振铃电压所带来的过流保护误触发情况，同时能够保证功率开关管真正导通时采样工作电流，不受功率开关管的导通延时和传输延时的影响。

为解决上述技术问题，本发明提供一种过流检测电路，用于高速开关转换器中，所述过流检测电路包括：

振铃补偿电路，用于避免功率管开关节点的振铃电压所带来的过流保护误触发情况；

过流检测比较器，用于比较功率管的工作电流与限流阈值，产生过流保护信号。

可选的，所述振铃补偿电路包括主开启信号main_on，同时接入缓冲器buf、延时单元delay、反相器inv和第一sr触发器sr1的置位端；并且，

所述缓冲器buf与hdrv引脚相连；

所述延时单元delay的输出端连接或门or的第一输入端；

所述反相器inv的输出连接第二sr触发器sr2的复位端；

所述第一sr触发器sr1的输出端q与nmos管n1栅极相连，所述nmos管n1的漏极和电源vdd之间串联电阻r1和r2，其源极接地；所述电阻r1和r2的连接节点与pmos管p1的栅极相连，所述pmos管p1的源极接ilim引脚，其漏极接地；电流源i连接在所述ilim引脚与地之间。

可选的，所述振铃补偿电路还包括第一比较器a1，所述第一比较器a1的正输入端连接sw引脚，所述第一比较器a1的负输入端置为电压v1，该电压v1小于所述电源vdd的电压，所述第一比较器a1的输出端与所述或门or的第二输入端相连；所述或门or的输出端同时与所述第一sr触发器sr1的复位端和所述第二sr触发器sr2的置位端相连。

可选的，所述振铃补偿电路还包括电阻rlim和电容clim，电阻rlim和电容clim并联接于所述电源vdd和所述ilim引脚之间。

可选的，所述过流检测比较器具体为第二比较器a2，所述第二比较器a2的负输入端连接sw引脚，正输入端与ilim引脚相连，所述第二比较器a2的控制端连接第二sr触发器sr2的输出端q，所述第二sr触发器sr2的输出端q输出比较器使能信号，用于决定所述第二比较器a2的工作时间，适时触发过流检测功能。

可选的，所述过流检测电路包括芯片外电路，所述芯片外电路包括电感ls、二极管d、电容cout和功率开关管hsnmos；其中，

所述电感ls作为能量传输元件连接在sw引脚和输出电压vout之间；

所述电容cout作为储能元件连接在输出电压vout与地之间；

所述二极管d作为续流元件连接在所述sw引脚与地之间；

所述功率开关管hsnmos的漏端与电源电压vdd相连，源端与所述sw引脚相连，栅端与hdrv引脚相连；功率开关管hsnmos的开关由hdrv端口控制，当功率开关管hsnmos导通后，电源电压vdd通过电感ls向输出电压vout传输能量，当功率开关管hsnmos关闭后，能量通过二极管d进行续流。

可选的，所述功率开关管hsnmos为n型功率mosfet。

在本发明中提供了一种过流检测电路，包括振铃补偿电路和过流检测比较器；所述振铃补偿电路用于避免功率管开关节点的振铃电压所带来的过流保护误触发情况，所述过流检测比较器，用于比较功率管的工作电流与限流阈值，产生过流保护信号。该过流检测电路用于开关转换器中，尤其在高频率开关转换器中，能够避免功率开关节点的振铃电压所带来的过流保护误触发情况，同时能够保证功率开关真正导通时采样工作电流，不受功率开关管导通延时和传输延时的影响。

附图说明

图1是本发明提供的过流检测电路的结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的一种过流检测电路作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

实施例一

本发明提供了一种过流检测电路，用于高速开关转换器中，所述过流检测电路的结构如图1所示，包括振铃补偿电路和过流检测比较器；所述振铃补偿电路用于避免功率管开关节点的振铃电压所带来的过流保护误触发情况，所述过流检测比较器，用于比较功率管的工作电流与限流阈值，产生过流保护信号。

具体的，请继续参阅图1。所述振铃补偿电路包括主开启信号main_on，同时接入缓冲器buf、延时单元delay、反相器inv和第一sr触发器sr1的置位端；并且，所述缓冲器buf与hdrv引脚相连；所述延时单元delay的输出端连接或门or的第一输入端；所述反相器inv的输出连接第二sr触发器sr2的复位端；所述第一sr触发器sr1的输出端q与nmos管n1栅极相连，所述nmos管n1的漏极和电源vdd之间串联电阻r1和r2，其源极接地；所述电阻r1和r2的连接节点与pmos管p1的栅极相连，所述pmos管p1的源极接ilim引脚，其漏极接地；电流源i连接在所述ilim引脚与地之间。所述振铃补偿电路还包括第一比较器a1，所述第一比较器a1的正输入端连接所述sw引脚，所述第一比较器a1的负输入端置为电压v1，该电压v1小于所述电源vdd的电压，例如vdd为5v，则电压v1可为4v。所述第一比较器a1的输出端与所述或门or的第二输入端相连；所述或门or的输出端同时与所述第一sr触发器sr1的复位端和所述第二sr触发器sr2的置位端相连。另外，所述振铃补偿电路还包括电阻rlim和电容clim，电阻rlim和电容clim并联接于所述电源vdd和所述ilim引脚之间。

具体的，所述过流检测比较器具体为第二比较器a2，所述第二比较器a2的负输入端连接sw引脚，正输入端与ilim引脚相连，所述第二比较器a2的控制端连接第二sr触发器sr2的输出端q，所述第二sr触发器sr2的输出端q输出比较器使能信号，用于决定所述第二比较器a2的工作时间，适时触发过流检测功能。所述第二比较器a2的输出端输出的信号即为过流保护信号。

所述过流检测电路包括芯片外电路，所述芯片外电路包括电感ls、二极管d、电容cout和功率开关管hsnmos；其中，所述电感ls作为能量传输元件连接在sw引脚和输出电压vout之间；所述电容cout作为储能元件连接在输出电压vout与地之间；所述二极管d作为续流元件连接在所述sw引脚与地之间；所述功率开关管hsnmos的漏端与电源电压vdd相连，源端与所述sw引脚相连，栅端与hdrv引脚相连；功率开关管hsnmos的开关由hdrv端口控制，当功率开关管hsnmos导通后，电源电压vdd通过电感ls向输出电压vout传输能量，当功率开关管hsnmos关闭后，能量通过二极管d进行续流；所述功率开关管hsnmos为n型功率mosfet。

如图1所示，开关转换器正常工作时，其过流保护阈值由电阻rlim和电流源i所决定，电流源i电流流过电阻rlim后形成压降，ilim引脚的电压vlim为vdd-i*rlim，该电压vlim作为过流保护阈值电压接入比较器a2的正输入端，与sw引脚电压进行比较从而判断过流条件。电容clim与电阻rlim并联，形成rc充电回路，本领域的技术人员理解，合理选择电容clim使得rc充电回路时间大致等于sw引脚振铃衰退时间。

第二比较器a2存在一控制端，当sw引脚电压上升至预设定电压v1时，所述第二比较器a2才开始工作，这样就能保证功率开关管hsnmos真正导通时采样工作电流。此外还引入了延时单元delay，一般为50ns左右，以保证在某些更恶劣过流情况导致sw不能抬高到电压v1时，可替代第一比较器a1的作用，从而及时关闭功率开关管hsnmos。

更具体地，在功率开关管hsnmos关闭器件，第一sr触发器sr1的输出端q为低电平，nmos管n1处于关闭状态，pmos管p1的栅极电位为高，p1也处于关闭状态，电阻rlim只有电流i流过，电压vlim保持在vdd-i*rlim。当主开启信号main_on变为高电平后，功率开关管hsnmos进入导通周期，此时第一sr触发器sr1被置位，其q端输出高电平，nmos管n1导通，pmos管p1的栅极电位为电阻r1和r2的分压，p1导通，电阻rlim有另一路电流流过，此时ilim引脚端口电压小于稳定态电压vdd-i*rlim。需指出，由于功率管hsnmos的开启延迟大于nmos管n1和pmos管p1的导通延时，所以当ilim引脚端口电压下降时，功率管hsnmos还未开启，第二比较器a2未使能，过流检测电路处于不工作状态。

经过开启延迟和传输延迟后，功率开关管hsnmos正式导通，sw引脚电压上升，当升至电压v1后，第一比较器a1输出变为高电平，或者主开启信号main_on变为高电平后经过延时单元delay时间，只要两种情况中的任何一种发生，或门or输出变为高电平，将第二sr触发器sr2置位，输出q端为高电平，第二比较器a2功能开启，过流检测电路开始工作。在这种方式下，能够保证功率开关管hsnmos真正导通时采样工作电流，不受功率开关管hsnmos的导通延时和传输延时的影响。

或门or的输出变为高电平后同时将第一sr触发器sr1复位，输出q端变为低电平，关闭nmos管n1和pmos管p1，vlim电压以rc速率开始抬高，最终稳定在vdd-i*rlim。正是由于这种rc速率的抬高，使得在sw端口出现振铃现象时，电压vlim略低于其稳定值，从而避免了在振铃过程中出现误触发的情况。

当主开启信号main_on变为低电平后，功率开关管hsnmos关闭，反相器inv输出变为高电平，将第二sr触发器sr2复位，其输出q端为低电平，从而关闭第二比较器a2功能，过流检测电路处于不工作状态，开关转换器进入续流模式。

在本发明中，“连接”、“相连”、“连”、“接”等表示电性相连的词语，如无特别说明，则表示直接或间接的电性连接。上述的所有电阻的第一端口和第二端口均是按照电流的流经方向定义的，电流首先经过电阻的一端为第一端口，另一端就为第二端口。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。