感测放大器的制作方法

本发明涉及电学检测技术领域，特别涉及一种感测放大器。

背景技术：

在电学设备的运行过程中，器件状态可能会发生变化，为了保障电学设备的正常运行，也就需要对器件状态进行检测，而状态变化往往可通过阻值的变化反映出来。例如，反熔丝(anti-fuse)是一种一次性可编程非挥发性内存(otpmemory)，广泛应用于各种集成电路芯片(ic)中，如传感器ic、显示驱动器ic、电源管理ic、无线射频辨识芯片组(rfid)等，从而提高ic产量，确保高效能，且具有一定的设计弹性。通常，未经编程(program)的反熔丝具有极高的阻抗(>1gω)，而一旦经编程高电压(vpp>6.6v)编程之后，反熔丝的阻抗大幅降低(约为10kω左右)，因此可以利用反熔丝阻抗在编程前后变化很大的特点，设计相应的电路，以储存逻辑0或逻辑1数字信号。相应的，在反熔丝形成的内存数组的外部电路中，有必要通过感测放大器(senseamplifier)侦测内存数组中各个反熔丝的阻抗，从而确定该反熔丝是否已经被编程，进而读取出被储存在该反熔丝内的数字信号。

如图1(a)所示，ic中的反熔丝通常由金属氧化物半导体场效应管(mosfet)制成，在正常状况下，mosfet的栅氧化层为绝缘体，具有很高的阻抗，可等效为如图1(b)所示的电容c0；而栅氧化层在经过编程高电压vpp的编程之后，发生栅氧击穿(gateoxidebreakdown)，即栅氧化层的结构被破坏，其阻抗降低，反熔丝可等效成如图1(c)所示的电阻r0。然而，栅氧化层的击穿具有不确定性，由于编程高电压vpp、编程时间等击穿条件的不同，使击穿后反熔丝的阻抗存在差异。具体的，根据栅氧化层的击穿程度，可分为：完全击穿的硬击穿(hardbreakdown)以及不完全击穿的软击穿(softbreakdown)。当反熔丝发生硬击穿时，其阻抗约为10kω；而当反熔丝发生软击穿时，其阻抗约为1mω。可见，由于软击穿情况下反熔丝的阻抗依然较大，因此很容易被误判为该反熔丝处于未编程状态。

如图2所示，在现有的感测放大器100’中，当工作电平信号源输出工作电平vdd’后，若第一使能信号en’处于高电平状态，相应的，与第一使能信号en’反相的第二使能信号enb’处于低电平状态，感测放大器100’开始运行。第三负型金属氧化物半导体场效应管mn3’导通，反熔丝200’的电流icell’流至感测放大器100’中，经过mn3’流至第一负型金属氧化物半导体场效应管mn1’，mn1’转换反熔丝200’的电流icell’为第一偏压v1’。第一偏压v1’输出至第二负型金属氧化物半导体场效应管mn2’的栅电极，通常，mn2’的数目为mn1’的n倍，故流经mn2’的电流为n*icell’。图2中所示的第一正型金属氧化物半导体场效应管mp1’、第二正型金属氧化物半导体场效应管mp2’、第三正型金属氧化物半导体场效应管mp3’、第四正型金属氧化物半导体场效应管mp4’、第五正型金属氧化物半导体场效应管mp5’为mn2’的负载，且mp3’、mp4’、mp5’可在第一触发信号tr1’、第二触发信号tr2’和第三触发信号tr3’的控制下导通或关断，从而作为实现微调的负载。通过对第二偏压v2’进行微调，使第二偏压v2’作为第六正型金属氧化物半导体场效应管mp6’的栅电极电压，决定mp6’的导通能力。同时，第六负型金属氧化物半导体场效应管mn6’的栅电极连接于一参考电平vref’，以决定mn6’的导通能力。当mp6’的导通能力大于mn6’的导通能力时，第三偏压v3’处于高电平状态；反之，当mn6’的导通能力大于mp6’的导通能力时，第三偏压v3’处于低电平状态。在图2所示的感测放大器中，通过感测icell’决定v3’是处于高电平状态或是低电平状态，而icell’又与反熔丝200’的阻抗成反比，从而得到反熔丝200’的状态。但是，这种感测放大器100’存在以下缺点：第一，感测放大器100’中存在的电流icell’及n*icell’会导致直流功率的损耗；第二，由于mn2’上方堆栈了多个正型金属氧化物半导体场效应管(mp1’～mp5’)以实现微调，所以所需的工作电平vdd’较高；第三，参考电平vref’的产生需要设置额外的电路；第四、用于实现微调的mp1’～mp5’中，栅源电压各不相同，制备可靠性低，成本高；第五，当电流icell’较小时，该感测放大器100’的感测时间将会增加。综上所述，现有的感测放大器检测可靠性低、能耗高、且感测时间较长。

技术实现要素：

本发明的主要目的是提出一种感测放大器，旨在解决上述感测放大器中可靠性低、能耗高、且感测时间较长的技术问题，改善感测效果。

为实现上述目的，本发明提出的感测放大器，包括开关子电路，检测子电路和复位子电路，所述开关子电路的第一导通端用于连接待测器件，所述开关子电路的受控端连接于第一使能信号源；所述检测子电路包括检测电容和反相器，所述检测电容的第一端连接于所述开关子电路的第二导通端，所述检测电容的第二端连接于低电平信号源，所述反相器的输入端连接于所述检测电容的第一端，所述反相器的输出端用于输出检测信号以反馈所述待测器件的状态；所述复位子电路的第一导通端连接于所述检测电容的第一端，所述复位子电路的第二导通端连接于所述低电平信号源，所述复位子电路的受控端连接于第二使能信号源。

可选地，所述感测放大器还包括抗干扰子电路，所述抗干扰子电路的输入端连接于所述反相器的输出端，所述抗干扰子电路的输出端用于输出所述检测信号。

可选地，所述抗干扰子电路包括施密特触发器，所述施密特触发器的输入端连接于所述反相器的输出端，所述施密特触发器的第一电源端连接于工作电平信号源，所述施密特触发器的第二电源端连接于低电平信号源，所述施密特触发器的输出端用于输出所述检测信号。

可选地，所述反相器包括第一开关器件和第二开关器件，所述第一开关器件为正型金属氧化物半导体场效应管，所述第一开关器件的栅电极为所述反相器的输入端，所述第一开关器件的漏电极为所述反相器的输出端，所述第一开关器件的源电极连接于反相信号源；所述第二开关器件为负型金属氧化物半导体场效应管，所述第二开关器件的栅电极为所述反相器的输入端，所述第二开关器件的漏电极连接于所述第一开关器件的漏电极，所述第二开关器件的源电极连接于所述低电平信号源。

可选地，所述反相信号源包括第三开关器件，所述第三开关器件为正型金属氧化物半导体场效应管，所述第三开关器件的栅电极连接于所述第三开关器件的漏电极，所述第三开关器件的漏电极连接于所述第一开关器件的源电极，所述第三开关器件的源电极连接于工作电平信号源。

可选地，所述第一开关器件、所述第二开关器件和所述第三开关器件的工作电平均小于1.2v。

可选地，所述开关子电路包括第四开关器件，所述第四开关器件为负型金属氧化物半导体场效应管，所述第四开关器件的栅电极为所述开关子电路的受控端，所述第四开关器件的漏电极为所述开关子电路的第一导通端，所述第四开关器件的源电极为所述开关子电路的第二导通端。

可选地，所述复位子电路包括第五开关器件，所述第五开关器件为负型金属氧化物半导体场效应管，所述第五开关器件的栅电极为所述复位子电路的受控端，所述第五开关器件的漏电极为所述复位子电路的第一导通端，所述第五开关器件的源电极为所述复位子电路的第二导通端。

可选地，所述第二使能信号源输出的第二使能信号相当于所述第一使能信号源输出的第一使能信号反相后并延迟预设时长，且所述预设时长小于所述第一使能信号的开启时长。

可选地，所述检测电容的电容值小于600ff。

本发明技术方案中，感测放大器包括开关子电路，检测子电路和复位子电路。其中，开关子电路的第一导通端用于连接待测器件，以接收来自待测器件的电信号；开关子电路的受控端连接于第一使能信号源，在第一使能信号源输出的第一使能信号的作用下，控制感测放大器开启或关闭，在需要检测待测器件状态时开启进行检测，在不需要检测待测器件状态时关闭以节约能耗。检测子电路包括检测电容和反相器。检测电容的第一端连接于开关子电路的第二导通端，检测电容的第二端连接于低电平信号源，检测电容将来自待测器件的电信号转换为电压信号。反相器的输入端连接于检测电容的第一端，反相器的输出端用于输出检测信号以反馈待测器件的状态，反相器的转态电平可以根据需要设置，从而放大检测电容上的电压信号，以便判断待测器件的状态。复位子电路的第一导通端连接于检测电容的第一端，复位子电路的第二导通端连接于低电平信号源，复位子电路的受控端连接于第二使能信号源，在第二使能信号源输出的第二使能信号的作用下，控制检测电容放电，即控制感测放大器复位，以便进行下一次检测。本发明中的感测放大器，根据检测电容被充电的情况确定待测器件的当前状态，由于对检测电容充放电所需的电流较小，且充放电速度较快，因此具有很高的检测精度和检测速度，对反熔丝的软击穿状态也能实现有效检测，可以应用在高密度的一次性可编程非挥发性内存中。利用电阻电容(rc)充电的概念，通过设定恰当的感测时间，实现对待测器件状态的检测，具有更广泛的适用范围。并且，感测放大器中的电流较小，所需的工作电平也较低(感测放大器可以在1v的工作电平下运行)，有助于降低功耗。此外，感测放大器本身的电路结构简单，无需堆栈多个场效应管，有助于降低制备成本和元件成本。综上所述，本发明中的感测放大器检测精度高、检测速度快、能耗低、且成本低，是一种具有很好的感测效果的感测放大器。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。

图1为现有技术中反熔丝的电路结构示意图；

图2为现有技术中感测放大器和反熔丝的电路结构示意图；

图3为本发明感测放大器和待测器件一实施例的电路结构示意图；

图4为图3中反熔丝处于未编程状态下的感测放大器和待测器件的电路结构示意图；

图5为图3中反熔丝处于已编程状态下的感测放大器和待测器件的电路结构示意图；

图6为图3中感测放大器各信号的时序示意图。

本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。

另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，全文中出现的“和/或”的含义为，包括三个并列的方案，以“a和/或b”为例，包括a方案，或b方案，或a和b同时满足的方案。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。

本发明提出一种感测放大器。

在本发明的一实施例中，如图3至图5所示，该感测放大器100包括：

开关子电路110，开关子电路110的第一导通端用于连接待测器件200，开关子电路110的受控端连接于第一使能信号源；

检测子电路120，检测子电路120包括检测电容c和反相器121，检测电容c的第一端连接于开关子电路110的第二导通端，检测电容c的第二端连接于低电平信号源，反相器121的输入端连接于检测电容c的第一端，反相器121的输出端用于输出检测信号以反馈待测器件200的状态；

复位子电路130，复位子电路130的第一导通端连接于检测电容c的第一端，复位子电路130的第二导通端连接于低电平信号源，复位子电路130的受控端连接于第二使能信号源。

其中，第一使能信号源输出第一使能信号en，第二使能信号源输出第二使能信号enb，低电平信号源通常为接地端。在后文中，将以待测器件200为反熔丝为例，详细阐述感测放大器100的工作原理。

开关子电路110控制感测放大器100的开启和关闭。在检测状态下，开关子电路110导通，来自反熔丝的电信号经开关子电路110输入至检测子电路120以待检测；而在非检测状态下，开关子电路110关断，感测放大器100不工作，以节约能耗。通常，来自反熔丝的电流信号经开关子电路110输入至检测子电路120中，检测子电路120根据反熔丝的电流信号产生不同的检测信号。检测子电路120包括检测电容c和反相器121。检测电容c的第一端连接于开关子电路110的第二导通端，检测电容c的第二端连接于低电平信号源，在这里，检测电容c的第二端接地。当反熔丝已被编程时，检测电容c将在反熔丝的电流信号作用下被充电，从而产生较大的感测电压vsen＝vsen1；当反熔丝未被编程时，其中的电流基本为零，相应的，感测电压vsen＝vsen2基本为零。反相器121的输入端连接于检测电容c的第一端，反相器121的输出端用于输出检测信号以反馈待测器件200的状态当反熔丝处于不同的状态时，反相器121具有一定的转态电平，该转态电平可根据需要设置，以实现对感测电压vsen的放大。当反相器121的输入端的电平高于转态电平时，反相器121输出低电平；当反相器121的输入端的电平低于转态电平时，反相器121输出高电平，以确定反熔丝的当前状态。在一具体示例中，转态电平可设置为0.26v左右。当反熔丝处于已编程状态时，检测电容c的第一端将被充电拉高至高电平状态，为了便于下一次的检测，需要设置复位子电路130控制检测电容c放电，使检测电容c的第一端恢复至低电平状态。复位子电路130的第一导通端连接于检测电容c的第一端，复位子电路130的第二导通端连接于低电平信号源，即复位子电路130的第二导通端接地，复位子电路130的受控端连接于第二使能信号源。当第二使能信号源输出的第二使能信号enb控制复位子电路130运行时，检测电容c的第一端与接地端之间导通，从而恢复至低电平状态。

在本实施例中，感测放大器100包括开关子电路110，检测子电路120和复位子电路130。其中，开关子电路110的第一导通端用于连接待测器件200，以接收来自待测器件200的电信号；开关子电路110的受控端连接于第一使能信号源，在第一使能信号源输出的第一使能信号的作用下，控制感测放大器100开启或关闭，在需要检测待测器件状态时开启进行检测，在不需要检测待测器件状态时关闭以节约能耗。检测子电路120包括检测电容c和反相器121。检测电容c的第一端连接于开关子电路110的第二导通端，检测电容c的第二端连接于低电平信号源，检测电容c将来自待测器件的电信号转换为电压信号。反相器121的输入端连接于检测电容c的第一端，反相器121的输出端用于输出检测信号以反馈待测器件200的状态，反相器121的转态电平可以根据需要设置，从而放大检测电容上的电压信号，以便判断待测器件200的状态。复位子电路130的第一导通端连接于检测电容c的第一端，复位子电路130的第二导通端连接于低电平信号源，复位子电路130的受控端连接于第二使能信号源，在第二使能信号源输出的第二使能信号的作用下，控制检测电容放电，即控制感测放大器100复位，以便进行下一次检测。本实施例中的感测放大器100，根据检测电容c被充电的情况确定待测器件200的当前状态，由于对检测电容c充放电所需的电流较小，且充放电速度较快，因此具有很高的检测精度和检测速度，对反熔丝的软击穿状态也能实现有效检测，可以应用在高密度的一次性可编程非挥发性内存中。利用电阻电容(rc)充电的概念，通过设定恰当的感测时间，实现对待测器件200状态的检测，具有更广泛的适用范围。并且，感测放大器100中的电流较小，所需的工作电平也较低(感测放大器100可以在1v的工作电平下运行)，有助于降低功耗。此外，感测放大器100本身的电路结构简单，无需堆栈多个场效应管，有助于降低制备成本和元件成本。综上所述，本实施例中的感测放大器检测精度高、检测速度快、能耗低、且成本低，是一种具有很好的感测效果的感测放大器。

进一步的，如图3至图5所示，感测放大器100还包括抗干扰子电路140，抗干扰子电路140的输入端连接于反相器121的输出端，抗干扰子电路140的输出端用于输出检测信号。

为了区别反熔丝的未编程状态和软击穿状态，感测放大器100本身具有很高的灵敏度，然而，在环境中往往还存在大量的电磁干扰信号，当这些电磁干扰信号耦合至感测放大器100中时，可能导致对反熔丝状态的误判。因此，通过设置抗干扰子电路140，连接于反相器121的输出端，而由抗干扰子电路140的输出端输出检测信号，避免上述电磁干扰信号耦合至感测放大器100中，从而提高感测放大器100的检测准确性。

具体的，如图3至图5所示，抗干扰子电路140包括施密特触发器(schmitttrigger)，施密特触发器的输入端连接于反相器121的输出端，施密特触发器的第一电源端连接于工作电平信号源，施密特触发器的第二电源端连接于低电平信号源，施密特触发器的输出端用于输出检测信号。

工作电平信号源输出工作电平vdd，该工作电平vdd也可以提供给感测放大器100中的其它子电路。施密特触发器是一种包含正反馈的比较器电路，在标准施密特触发器中，当输入端的输入电压高于其正向阈值电压时，输出端输出为高电平；当输入端的输入电压低于其负向阈值电压时，输出端输出为低；当输入端的输入电压在负向阈值电压和正向阈值电压之间时，输出端的输出不改变。也就是说，在施密特触发器中，输出由高电平翻转为低电平，或是由低电平翻转为高电平所对应的阈值电压是不同的，只有当输入电压发生足够的变化时，输出才会变化。从本质上来说，施密特触发器是一种双稳态多谐振荡器。在本实施例中，施密特触发器的阈值可设为工作电平vdd的二分之一，以防止外界信号对感测放大器100的干扰。

进一步的，如图3至图5所示，反相器121包括第一开关器件mp1和第二开关器件mn2，第一开关器件mp1为正型金属氧化物半导体场效应管，第一开关器件mp1的栅电极为反相器121的输入端，第一开关器件mp1的漏电极为反相器121的输出端，第一开关器件mp1的源电极连接于反相信号源；第二开关器件mn2为负型金属氧化物半导体场效应管，第二开关器件mn2的栅电极为反相器的输入端，第二开关器件mn2的漏电极连接于第一开关器件mp1的漏电极，第二开关器件mn2的源电极连接于低电平信号源。

反相信号源包括第三开关器件mp3，第三开关器件mp3为正型金属氧化物半导体场效应管，第三开关器件mp3的栅电极连接于第三开关器件mp3的漏电极，第三开关器件mp3的漏电极连接于第一开关器件mp1的源电极，第三开关器件mp3的源电极连接于工作电平信号源。

开关子电路110包括第四开关器件mn4，第四开关器件mn4为负型金属氧化物半导体场效应管，第四开关器件mn4的栅电极为开关子电路110的受控端，第四开关器件mn4的漏电极为开关子电路110的第一导通端，第四开关器件mn4的源电极为开关子电路110的第二导通端。

复位子电路130包括第五开关器件mn5，第五开关器件mn5为负型金属氧化物半导体场效应管，第五开关器件mn5的栅电极为复位子电路的受控端，第五开关器件mn5的漏电极为复位子电路130的第一导通端，第五开关器件mn5的源电极为复位子电路130的第二导通端。

上述各开关器件均可以选用低电压型mosfet，其所需的工作电平小于1.2v，检测电容c的电容值可以在600ff以下，以节约能耗，同时提高感测灵敏度。在一具体示例中，工作电平vdd为1v，检测电容c的电容值为500ff。检测电容c可以是金属-绝缘体-金属电容(mimcap)或者由mosfet制成。

通常，第一使能信号en和第二使能信号enb相互反向。然而，考虑到检测电容c的第一端周围均为高阻抗器件，感测电压vsen处于未知状态，在开关器件导通的瞬间可能存在电容耦合现象，导致检测电容c的第一端获得电荷，使感测电压vsen升高，造成误判。为了避免上述误判现象，如图6所示，第二使能信号源输出的第二使能信号enb相当于第一使能信号源输出的第一使能信号en反相后并延迟预设时长，且预设时长小于第一使能信号en的开启时长。

第四开关器件mn4和第五开关器件mn5作为开关。当第一使能信号en处于高电平状态，第二使能信号enb处于低电平状态时，第四开关器件mn4导通，第五开关器件mn5关断，感测放大器100开启。来自反熔丝的电流可经感测放大器100的输入端vin流入，对检测电容c充电，使感测放大器内部节点的感测电压vsen升高。感测电压vsen输入至反相器(inverter)中，反相器包括第一开关器件mp1和第二开关器件mn2，且第一开关器件mp1为正型，第二开关器件mn2为负型。而反相信号源包括第三开关器件mp3,第三开关器件mp3采用二极管连接(diodeconnect)方式，反相信号源的输出端n1的电平为工作电平vdd减去第三开关器件mp3的阈值电平vth的差，即vdd-vth，作为反相器的电源电压，以压低反相器的转态电平。反相器的输出端n2输出感测电压vsen经反相器放大处理后所得的检测信号，检测信号进一步被输入至抗干扰子电路140，并由抗干扰子电路140最终输出检测信号，得到更稳定可靠的判断结果。当第一使能信号en处于低电平状态，第二使能信号enb处于高电平状态时，第四开关器件mn4关闭，来自反熔丝的电流无法经感测放大器100的输入端vin进入，同时，第五开关器件mn5导通，将感测放大器100的内部结点的感测电压vsen拉低至零，关闭并复位感测放大器100。

如图4所示，当反熔丝已被编程时，可等效为一电阻r0，当第一使能信号en处于高电平状态，第二使能信号enb处于低电平状态时，感测放大器100开启，反熔丝的电流经感测放大器100的输入端vin对检测电容c充电，感测电压vsen升高。检测电容c的充电过程遵守rc充放电定律，即充电时间t满足t＝-ln((vdd-vsen)/vdd)*r0*c。根据上式可知，无论反熔丝发生硬击穿还是软击穿，均可以对检测电容c充电，只是在不同的击穿状态下，充电时间t不同。为了提高检测速度，选择电容值较小的检测电容c。在检测电容c为500ff、反相器的状态电平为0.26v时，假设软击穿情况下反熔丝的电阻值为1mω，则当感测电压vsen大于0.26v时，感测放大器100的输出端的输出电压vout1将由0转变为1，感测电压vsen从0v升高至0.26v所需的充电时间为t1＝0.2μs。

如图5所示，当反熔丝未被编程时，可等效为一电容c0。由于反熔丝处于高阻抗状态，感测放大器100开启时，不会有电流经感测放大器100的输入端vin流入，故无法对检测电容c充电，感测电压vsen维持在零，相应的，感测放大器100的输出端的输出电压vout2＝0。

当然，考虑到mosfet中存在的极小的栅极漏电流，也可以将未被编程的反熔丝等效为一电阻值在1gω量级的电阻，相应的，检测电容的充电时间t2＝200μs。根据上述计算可知，反熔丝编程和未编程状态下，检测电容从0v被充电至0.26v所需的充电时间t1和t2之间存在很大的差异，因此，只需要判断感测放大器100的输出端的输出电压vout在大于t1且小于t2的时间内，是否由低电平状态转换为高电平状态，即可确定反熔丝的状态。

如图6所示，在一具体示例中，感测放大器100的感测时间为0.4μs，其中包含软击穿状态下检测电容c所需的充电时间0.2μs，第二使能信号enb的延迟时间0.1μs，以及预留的设计缓冲时间0.1μs。当第一使能信号en处于高电平状态时，经过0.1μs，第二使能信号enb被拉低至低电平状态，反熔丝的电流开始流入感测放大器100中，对检测电容c充电，使感测电压vsen升高。当反熔丝已被编程时，如图6中vsen1对应的充电曲线所示。由于反熔丝的电阻值较小，此时充电速度较快，当感测电压vsen1达到0.26v时，反相器发生翻转，使感测放大器100的输出端的输出电压vout1由低电平转换为高电平。当反熔丝未被编程时，如图6中vsen2对应的充电曲线所示。由于反熔丝的电阻值较大，此时充电速度较慢，所以在侦测时间0.4μs内，感测电压vsen2无法达到反相器的转态电平0.26v，此时感测放大器的输出端的输出电压vout2仍然处于低电平状态。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。