对于用于缓冲驱动信号DQ的缓冲电路24供给电源电压VDD而非调节电源电压VDDL。S卩，与到目前为止将电源电压VDD向检测装置的全部电路供给的情况相对，在本实施方式中，将检测装置的电路(集成电路装置)分为供给调节电源电压VDDL的第一电路部分和供给电源电压VDD的第二电路部分。此外，要求检测性能的提高和低耗电化的驱动电路30、检测电路60、控制部140为供给调节电源电压VDDL的第一电路部分，另一方面，缓冲电路24为直接供给电源电压VDD的第二电路部分。
[0087]并且，缓冲电路24使用所供给的电源电压VDD进行使来自驱动电路30的驱动信号DQ的振幅增加的转换，并将高振幅的驱动信号(放大驱动信号)DQB向振子10输出。即，生成具有比驱动信号DQ的峰间电压高的峰间电压的驱动信号DQB，利用该驱动信号DQB来驱动振子10。
[0088]如此一来，由图3(B)可明确，与通过使用调节电源电压VDDL的驱动信号DQ来驱动振子10的情况相比,能够缩短起动时间。即,在本实施方式中,成功地兼顾实现检测性能的提高、低耗电化与起动时间的缩短化。
[0089]4、缓冲电路的结构例
[0090]接着对缓冲电路24的具体的结构例进行说明。图4中示出缓冲电路24的第一结构例。
[0091]在图4中，缓冲电路24具有运算放大器OPM和第一、第二电阻元件RM1、RM2。运算放大器OPM在非反转输入端子中输入有来自驱动电路30的驱动信号DQ。运算放大器OPM将来自电源端子TVDD的电源电压VDD作为工作电源电压而进行工作。第一、第二电阻元件RM1、RM2以串联的方式被连接于高振幅的驱动信号DQB的输出节点匪I与低电位侧电源(GND)的节点之间。此外，第一、第二电阻元件RM1、RM2的连接节点匪2被连接于运算放大器OPM的反转输入端子。此外，调节电路22也可以通过与图4的缓冲电路24相同的结构来实现。
[0092]在图4中，将电阻元件RM1、RM2的电阻设为Rl、R2，并将驱动信号DQ、DQB的振幅设为AP、APB。如此一来，APB = {(Rl+R2)/R2} XAP的关系式成立。例如在Rl = 200ΚΩ、R2 = 400ΚΩ 的情况下，APB = {(200K Ω+400K Ω )/400K Ω } XAP = 1.5 XAP，从而驱动信号DQB成为驱动信号DQ的振幅(峰间电压)的1.5倍的信号。因此，能够实现振子10的高振幅驱动，从而能够实现振荡的起动时间的缩短化等。
[0093]另外，在本实施方式中，驱动电路30以及检测电路60通过低耐压晶体管(第一耐压的晶体管)构成，缓冲电路24通过高耐压晶体管(耐压比第一耐压高的第二耐压的晶体管)构成。例如，低耐压晶体管是耐压比1.8V高且耐压比高耐压晶体管低的晶体管，高耐压晶体管是耐压比3.3V高的晶体管。高耐压晶体管例如可通过相比于低耐压晶体管而增厚栅极氧化膜的膜厚或者增加栅极长度等来实现。通过利用低耐压晶体管构成占据检测装置的大部分的驱动电路30、检测电路60、控制部140，从而实现检测装置的低耗电化、电路布局的小面积化等。通过利用高耐压晶体管构成缓冲电路24，从而能够有效地防止因高振幅驱动而产生晶体管的故障、损坏等不良情况。
[0094]图5(A)、图5(B)中图示了缓冲电路24的第二结构例。具有该第二结构例的缓冲电路24的检测装置在图5(A)的第一模式中，将来自缓冲电路24的高振幅的驱动信号DQB向振子10 (物理量转换器)输出。另一方面,在图5(B)的第二模式中，将来自驱动电路30的驱动信号DQ向振子10输出。
[0095]具体而言，在第二结构例中，在缓冲电路24的输出节点匪I与输入节点之间设置有开关元件SWM。此外，如图5(A)所示，在第一模式中，开关元件SWM断开。由此，来自缓冲电路24的高振幅的驱动信号DQ向振子10被输出。另外，在这种情况下，例如利用使能信号ENB而将运算放大器OPM设定为工作使能状态。
[0096]另一方面，在第二模式中，开关元件SWM导通。由此，来自驱动电路30的低振幅的驱动信号DQ经由开关元件SWM向振子10被输出。另外，在这种情况下，例如通过使能信号ENB而将运算放大器OPM设定为工作非使能状态。例如，运算放大器OPM的输出被设定为高阻抗状态。
[0097]另外，在第二结构例中，与电阻元件RMl、RM2对应地设置有开关元件SWMl、SWM2。并且，在图5(A)的第一模式中，开关元件SWM1、SWM2导通，另一方面，在图5(B)的第二模式中，开关元件SWM1、SWM2断开。由此，在第二模式中，能够防止从缓冲电路24的输出节点匪I向VSS(GND)流通无用的电流或者向运算放大器OPM的反转输入端子施加无用的电压的情况。
[0098]例如，如图6所示，在振子10的振荡的起动期间，检测装置被设定为第一模式。由此，来自缓冲电路24的高振幅的驱动信号DQB向振子10被输出。另一方面，在起动期间结束后，检测装置被设定为第二模式。例如在振荡稳定状态下被设定为第二模式。由此，来自驱动电路30的低振幅的驱动信号DQ向振子10被输出。
[0099]例如在起动期间内，为了缩短振子10的振荡的起动时间，优选进行高振幅驱动。因此，在起动期间，如图5(A)所示将开关元件SWM断开，通过来自缓冲电路24的高振幅的驱动信号DQB来驱动振子10，从而实现起动时间的缩短化。
[0100]另一方面，当起动期间结束，振子10成为稳定振荡状态的情况下，由于不再需要起动时间的缩短化，因此如图5(B)所示，将开关元件SWM导通(将SWM1、SWM2断开)，利用来自驱动电路30的低振幅的驱动信号DQ来驱动振子10。像这样通过低振幅的驱动信号DQ进行驱动，从而能够期待低耗电化、噪声减少等。但是，根据应用的不同，也存在在起动期间结束，振子10成为稳定振荡状态后，仍优选由使用了例如2.7V?3.3V的电源电压VDD的驱动信号DQB进行的驱动的情况。因此，在这样的情况下，即使在起动期间结束后，也将检测装置设定为第一模式。
[0101]此外，第一、第二模式的设定例如可以通过控制部140的控制处理来实现。例如，通过由控制部140控制开关元件SWM、SWMl、SWM2的导通/断开来实现。另外，可以通过被设置在检测装置中的寄存器部的寄存器设定来设定图5(A)、图5(B)的第一、第二模式。例如可以经由外部接口访问寄存器部，进行第一、第二模式的设定。
[0102]5、正弦波的驱动信号
[0103]在本实施方式中，可以通过矩形波的驱动信号来驱动振子，但也可以通过正弦波的驱动信号进行驱动。以下对于利用该正弦波的驱动信号的驱动方法进行详细说明。
[0104]例如在图7中，增益控制电路40控制驱动信号输出电路50中的对驱动信号DQ的放大的增益。此外，Ι/ν转换电路32具有I/V转换用的电阻元件RE。另外，在后文中，将图2的放大电路32记做I/V转换电路32。例如，I/V转换电路32具有运算放大器OPE和被设置在运算放大器OPE的输出节点与反转输入端子的节点之间的反馈的电阻元件RE。
[0105]在此，将作为电阻元件RE的电阻值的I/V转换用(电流/电压转换用)的电阻设为RI。并且将由驱动信号输出电路50与缓冲电路24进行的对驱动信号DQ的放大的增益设为K。并且将振子10的基波模式中的等效串联电阻(等效串联电阻值)设为R。例如，振子10如图7所示那样通过C、L、R的等效电路表示，将该等效串联电阻(共振电阻)设为R0
[0106]在这种情况下，增益控制电路40以满足KXRI = R的方式进行增益控制。例如，以使由KXRI = R的关系式表示的增益成为目标增益的方式，实施由AGC回路进行的增益控制。此外，驱动信号输出电路50以及缓冲电路24以使KXRI = R这一关系式成立的增益，对由I/V转换电路32进行了 I/V转换后的电压信号DV进行放大，并将驱动信号DQB向振子10输出。如此一来，可以采用如下方式，即，作为驱动信号DQB，将正弦波信号而非矩形波信号向振子10输出并进行驱动。
[0107]此外，为了使振子振荡，需要由有源电路来实现足以抵消振子所具有的电阻成分(以及因振子与电路的连接而产生的接触电阻、布线电阻等寄生电阻)的负电阻。换句话说，关于实现负电阻的电路结构、负电阻的值的设定的设计思想尤为重要。
[0108]例如，振子(水晶振子)的电的等效电路如图8(A)所示。Al所示的等效串联电阻R、等效串联电感L、等效串联电容C为与机械式的共振电路相当的部分。A2所示的电容CO的电要素作为有源电路侧的要素，而考虑为负电阻。
[0109]例如，如图8(B)所示，在使用了逆变器电路IV的通常的振荡器的电路中，不需要流较大的电流，只需使振子振荡便可。在该电路中，负电阻RN可以由下式(I)表示。
[0110]RN =-(CG X CD)/(Gm X CO) (I)
[0111]在此，CG、⑶为逆变器电路IV的栅极、漏极的寄生电容，Gm为跨导。
[0112]另一方面，如图8(C)所示，在陀螺仪传感器的电路中，为了取得检测灵敏度而需要使振子大幅振动，因此需要流通较大的驱动电流ID。在该电路中，负电阻RN可以由下式
(2)表示。
[0113]RN = -KXRI (2)
[0114]在此，K为驱动信号DQB的信号放大的增益，RI为I/V转换用的电阻(例如电阻元件RE的电阻值)。
[0115]接着对于将负电阻RN设为怎样的值进行考察。在图9(A)的等效电路中，作为阻抗最小点的共振点可以由图9㈧的Cl所示的式子表示。在此，C、L、R分别为振子的等效串联电容、等效串联电感、等效串联电阻。
[0116]因此，在R+RN> O的情况下，如图9(B)的Dl所示，共振点位于S平面的左半面。在这种情况下，随着时间迁移，振荡的振幅将减少。因此，最终振荡将停止。
[0117]另一方面，在R+RN = O的情况下，如图9(B)的D2所示，共振点位于S平面的虚轴上，频率表示为= 1/(LXC)1/2，形成为恒定的振幅的振荡。并且，在这种情况下振荡持续。
[0118]另外，在R+RN < O的情况下，如图9(B)的D3所示，共振点位于S平面的右半面，随着时间的迁移，振荡的振幅增大。在这种情况下振荡也持续。
[0119]此外，在图10㈧中，I/V转换电路32的输出信号DV在将输入电流(驱动电流)设为ID的情况下，表示为DV = -RI X ID。并且该信号DV通过以增益K对信号进行放大的驱动信号输出电路50以及缓冲电路24而被放大，因此驱动信号成为DQB = -KXDV =KXRIXID。
[0120]在此，在如图9⑶的Dl所示那样R+RN > O的情况下，如图10⑶所示，驱动信号DQB的振幅比信号DV小，振荡停止。
[0121]另外，在如图9(B)的D2所示那样R+RN = O的情况下，如图10(C)所示，驱动信号DQB的振幅比信号DV大，并且形成正弦波的信号，振荡持续。
[0122]另一方面，在如图9(B)的D3所示那样R+RN < O的情况下，如图10(D)所示，驱动信号DQB的振幅超出高电位侧电源电压VDD?低电位侧电源电压VSS (GND)的电压范围，形成矩形波的信号。在这种情况下振荡本身也持续。
[0123]然而，如图10(D)所示，当驱动信号DQB成为矩形波信号时，如后文所述，矩形波信号中多含有高次谐波成分，因此由于该高次谐波成分而使检测装置的检测性能降低。
[0124]另一方面，在如图10 (B)所示那样R+RN > O的情况下，驱动信号DQB的振幅变小，振荡停止而不再继续。
[0125]因此，在本实施方式中，如图7所示，当将I/V转换用的电阻设为R1、驱动信号输出电路50以及缓冲电路24中的增益设为K、振子10的等效串联电阻(含寄生电阻)设为R的情况下，增益控制电路40以使KXRI = R的关系式成立的方式进行增益控制。换句话说，进行以形成为KXRI = R的关系为目标