专利名称：稳压补偿型跟随器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种稳压补偿型跟随器(随耦器)，尤其涉及一种采用解决液晶显示器的驱动器输出电压的稳压补偿解决方法的稳压补偿型跟随器。
背景技术：
液晶显示器的驱动器的设计是利用跟随器作为每一个分压的驱动，不但可以稳定每一个分压值，而且可以根据不同的偏压需求，主动地提供适合的充电或放电以搭配不同需求的液晶显示器。
已知的稳定高电平分压的作法(请参阅图1)是在分压RV1(电阻R1、R2间的分压)上加一推降电阻DR1或比较器C1，当输出端电压V1上升时，比较器C1感应而打开金属氧化半导体(MOS)MN将输出端电压V1拉回。但已知中驱动器产生的输出端电压V1的跟随器为正压趋向驱动(Drive high easy)，该跟随器本身对电压下降有很好的拉回补偿效果，但是当其电平上升时，却无法有效率地将其拉回以稳住电压。
已知作法的缺点在于经过推降电阻DR1的电流是固定的，所以无法发挥及时的作用；又比较器C1的反应速度会较慢，约需6000纳秒(ns)，且容易产生振荡20(请参阅图2)。
又，已知的稳定低电平输出电压的做法(请参阅图3)是在输出端电压V4上加一提升电阻PR4或比较器C4，当输出端电压V4下降时，比较器C4感应而打开金属氧化半导体(MOS)MP将输出端电压V4拉回。但在已知的作法中，驱动器产生的输出端电压V4的跟随器为低压趋向驱动(Drive low easy)，该跟随器本身对电压上升有很好的拉回稳压效果，但是当其电平下降时，却无法有效率地将其拉回以稳住电压。
已知作法的缺点在于流经提升电阻PR4的电流是固定的，所以无法发挥及时的作用；又比较器C4的反应速度会较慢，约需6000纳秒(ns)，且容易产生振荡40(请参阅图4)。
发明内容
于是，本发明的主要目的在于解决上述已知的缺陷，避免缺陷存在，本发明提供了一种稳压补偿型跟随器，目的在于解决已知驱动器分压的跟随器反应速度较慢且容易产生振荡的问题。
为了实现上述目的，本发明的方法是以一第二线性放大器取代已知的比较器，该第一线性放大器的输出端与其负极(-)连接，且借由一输出线延伸为分压输出端，其特征在于该分压接入第一线性放大器的正极(+)的同时亦接入一第二线性放大器的正极(+)，同样的该第二线性放大器的输出端与其负极(-)连接。
又该第二线性放大器的输出端亦与一晶体管(MP1)与一晶体管(MN1)连接，该晶体管(MN1)的栅极(G)接一偏压线。一晶体管(MP2)与上述输出线连接，其栅极(G)与上述晶体管(MP1)的栅极(G)相连接，且该晶体管(MP2)的漏极(D)与一晶体管(MN2)的漏极(D)连接，该晶体管(MN2)的栅极(G)与上述晶体管(MN1)的栅极(G)一样同接于一偏压线。一晶体管(MN3)的漏极(D)与上述输出线连接，其栅极(G)与上述晶体管(MP2)的栅极(G)相连接。
因此，本发明提供的稳压补偿型跟随器的优点为以反应速度较快的第二线性放大器取代已知比较器，约只需200纳秒(ns)，且分压输出端的电压(V1)稳定不振荡。且相同的电路联结方式，借由晶体管种类的替换，即可对低电平分压做电压的稳压补偿。
图1是已知的正压趋向驱动跟随器的电路示意图。
图2是图1中V1电压输出示意图。
图3是已知的低压趋向驱动跟随器的电路示意图。
图4是图3中V4电压输出示意图。
图5是本发明的正压趋向驱动跟随器的电路示意图。
图6是图3中输出电压Vout与输出端电压V1关系示意图。
图7是图3中输出端电压V1输出示意图。
图8是本发明的低压趋向驱动跟随器的电路示意图。
图9是图8中输出端电压V4输出示意图。
具体实施例方式
有关本发明的详细内容及技术说明，现配合
如下请参阅图5所示，是本发明的正压趋向驱动跟随器的电路示意图。如图所示将驱动器(图中未示)的分压RV1(电阻RE1、RE2间的分压)点处与一第一线性放大器OP1的正极(+)相接，该第一线性放大器OP1的输出端与其负极(-)连接，且借由一输出线50延伸为分压输出端电压V1，其特征在于该分压RV1接入第一线性放大器OP1的正极(+)的同时亦接入一第二线性放大器OP2的正极(+)，同样，该第二线性放大器OP2的输出端也与其负极(-)连接。
又，该第二线性放大器OP2的输出端也与一晶体管MP1的源极S连接，且该晶体管MP1的漏极D与自身的栅极G相连接并与一晶体管MN1的漏极D连接，该晶体管MN1的源极S与电源Vss连接，其栅极G接一偏压线BN。
一晶体管MP2，该晶体管MP2的源极S与上述输出线50连接，其栅极G与上述晶体管MP1的栅极G相连接，且该晶体管MP2的漏极D与一晶体管MN2的漏极D连接，该晶体管MN2的源极S与电源Vss连接，其栅极G与上述晶体管MN1的栅极G一样同接于一偏压线BN。
一晶体管MN3，该晶体管MN3的漏极D与上述输出线50连接，其栅极G与上述晶体管MP2的漏极D与晶体管MN2的漏极D连接处相连接，其源极S与电源Vss相连接。
其中，该晶体管MP1与晶体管MP2是基体为正离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管(P-MOSFET)；该晶体管MN1、晶体管MN2与晶体管MN3是基体为负离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管(N-MOSFET)。
借助上述本发明的电路，可达到输出端电压V1的稳压反应速度快，且稳定不振荡，其动作关系如下(以图5电路示意图说明之)一、当输出端电压V1等于分压RV1的电压时，即电压未浮动时，晶体管MP1的栅源极电压(VgsMP1)等于晶体管MP2的栅源极电压(VgsMP2)，可用VgsMP1＝VgsMP2表示。又在设计上使晶体管MP1的W/L大于晶体管MP2的W/L，其中，源极与漏极之间栅极的距离称为通道长度(L)，源极与漏极本身的宽度称为通道宽度(W)；在晶体管MP1、晶体管MP2均饱和的状态下流经晶体管MP1的电流I1将会大于流经晶体管MP2的电流I2(I1＞I2)。但是晶体管MN1等于晶体管MN2，所以在晶体管MN1饱和的状态下，晶体管MN2为导通(turn-on)，此时晶体管MP2与晶体管MN2间的输出电压Vout为低电位，晶体管MN3关闭(turn-off)。
二、当输出端电压V1的电平上升时，晶体管MP2的栅源极电压(VgsMP2)增加，最后晶体管MN2达饱和状态，此时在晶体管MP2及晶体管MN2均饱和状态下，晶体管MP2与晶体管MN2间的输出电压Vout等于输出端电压V1电平乘于晶体管MP2的漏源极电阻(Drain-Source Resistor)(RdsMP2)除以晶体管MP2的漏源极电阻(RdsMP2)加晶体管MN2的漏源极电阻(RdsMN2)之和，关系式表示如Vout＝(V1-Vss)×RdsMP2/(RdsMP2+RdsMN2)，此时Vout的设计需能有较高的电位足以导通晶体管MN3。
三、若输出端电压V1上扬太高时，晶体管MP2将进入线性导通(Turn-on linear)，而晶体管MN2达饱和状态，此时晶体管MP2与晶体管MN2间的输出电压Vout将为高电位(接近输出端电压V1)，且晶体管MN2此时为导通。
现以计算的方式表示当输出端电压V1上升电压差ΔV时，晶体管MP1与晶体管MP2的W/L比值如何可以使晶体管MP2与晶体管MN2同时进入饱和状态，即本发明的电路可以控制欲补偿的感应电压差ΔV。
晶体管MP1I1＝(K/2)(WMP1/LMP1)(VgsMP1-Vth)^2
又，VgsMP1＝RV1-VBVB＝RV1-Vth-ΔV1(其中，RV1为由电阻RE1与电阻RE2分压的固定参考电压值，ΔV1＝(2LMP1*I1/KWMP1)^0.5)(依照MOS的基本计算公式I1＝(K/2)(WMP1/LMP1)(VgsMP1-Vth)^2，左右开根号得(I1)^0.5＝(KWMP1/2LMP1)^0.5(VgsMP1-Vth)，最后得VgsMP1＝Vth+(2LMP1*I1/KWMP1)^0.5，此(2LMP1*I1/KWMP1)^0.5即为ΔV1值)所以I1＝(K/2)(WMP1/LMP1)(ΔV1)^2晶体管MP2I2＝(K/2)(WMP2/LMP2)(VgsMP2-Vth)^2又，VgsM2＝RV1-VBVB＝RV1-Vth-ΔV1V1＝RV1+ΔV所以I2＝(K/2)(WMP2/LMP2)(ΔV+ΔV1)^2又，I1＝I2，且使LMP1＝LMP2可得ΔV＝((WMP1/WMP2)^0.5-1)×ΔV1其中，该晶体管MN2间的输出电压Vout与输出端电压V1的关系示意图如图6所示。
这样，根据本发明的稳压补偿的跟随器的优点在于以反应速度较快的第二线性放大器OP2取代已知比较器C1，约只需200纳秒(ns)，且输出端电压V1稳定不振荡70(请参阅图7)。
本发明的另一实施例是将上实施例中基体为正离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管替换成基体为负离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管，而基体为负离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管替换成基体为正离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管；根据上述相同的电路联结方式，即可对低电平分压做一电压的稳压补偿。其电路说明如下(请参阅图8所示)将驱动器(图中未示)的分压RV4(电阻RE4、RE5间的分压)点处与一第一线性放大器OP81的正极(+)相接，该第一线性放大器OP81的输出端与其负极(-)连接，且借由一输出线80延伸为输出端电压V4，其特征在于该分压RV4接入第一线性放大器OP81的正极(+)的同时亦接入一第二线性放大器OP82的正极(+)，同样，该第二线性放大器OP82的输出端与其负极(-)连接。
又该第二线性放大器OP82的输出端可更替为与一晶体管MN21的源极S连接，且该晶体管MN21的漏极D与自身的栅极G相连接并与一晶体管MP21的漏极D连接，该晶体管MP21的源极S与电源V0连接，其栅极G接一偏压线BP。
一晶体管MN22，该晶体管MN22的源极S与上述输出线50连接，其栅极G与上述晶体管MN21的栅极G相连接，且该晶体管MN22的漏极D与一晶体管MP22的漏极D连接，该晶体管MP22的源极S与电源V0连接，其栅极G与上述晶体管MP21的栅极G一样同接于一偏压线BP。
一晶体管MP23，该晶体管MP23的漏极D与上述输出线80连接，其栅极G与上述晶体管MN22的漏极D与晶体管MP22的漏极D连接处相连接，其源极S与电源V0相连接。
其中该晶体管MN21与晶体管MN22是基体为负离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管；该晶体管MP21、晶体管MP22与晶体管MP23是基体为正离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管。
借助上述实施例的电路，可达到输出端电压V4的稳压反应速度快，且稳定不振荡，其动作关系如下(以图8电路示意图说明之)一、当输出端电压V4等于分压RV4的电压时，即电压未浮动时，晶体管MN21的栅源极电压(VgsMN21)等于晶体管MN22的栅源极电压(VgsMN22)，可用VgsMN22＝VgsMN22表示。又在设计上使晶体管MN21的W/L大于晶体管MN22的W/L，其中，源极与漏极之间栅极的距离称为通道长度(L)，源极与漏极本身的宽度称为通道宽度(W)；在晶体管MN21、晶体管MN22均饱和的状态下流经晶体管MN21的电流I1将会大于流经晶体管MN22的电流I2(I1＞I2)。但是晶体管MP21等于晶体管MP22，所以在晶体管MP21饱和的状态下，晶体管MP22为导通(turn-on)，此时晶体管MN22与晶体管MP22间的输出电压Vout为低电位，晶体管MP23关闭(turn-off)。
二、当输出端电压V4的电平上升时，晶体管MN22的栅源极电压(VgsMP2)增加，最后晶体管MP22达饱和状态，此时在晶体管MN22及晶体管MP22均饱和状态下，晶体管MN22与晶体管MP22间的输出电压Vout等于输出端电压V4电平乘于晶体管MN22的漏源极电阻(RdsMN22)除以晶体管MN22的漏源极电阻(RdsMN22)加晶体管MP22的漏源极电阻(RdsMP22)之和，关系式表示如Vout＝(V0-V4)×RdsMN22/(RdsMN22+RdsMP22)，此时Vout的设计需能有较高的电位足以导通晶体管MP23。
三、若输出端电压V4上扬太高时，晶体管MN22将进入线性导通，而晶体管MP22达饱和状态，此时晶体管MN22与晶体管MP22间的输出电压Vout将为高电位(接近输出端电压V1)，且晶体管MP22此时为导通。
现以计算的方式表示当输出端电压V4上升电压差ΔV时，晶体管MN21与晶体管MN22的W/L比值如何可以使晶体管MN22与晶体管MP22同时进入饱和状态，即本发明的电路可以控制欲补偿的感应电压差ΔV。
晶体管MN21I1＝(K/2)(WMN21/LMN21)(VgsMN21-Vth)^2又，VgsMN21＝RV4-VBVB＝RV4-Vth-ΔV4(其中，RV4为由电阻RE4与电阻RE5分压的固定参考电压值，ΔV4＝(2LMN21*I1/KWMN21)^0.5)(依照MOS的基本计算公式I1＝(K/2)(WMN21/LMN21)(VgsMN21-Vth)^2，左右开根号得(I1)^0.5＝(KWMN21/2LMN21)^0.5(VgsMN21-Vth)，最后得VgsMN21＝Vth+(2LMN21*I1/KWMN21)^0.5，此(2LMN21*I1/KWMN21)^0.5即为ΔV4值)所以I1＝(K/2)(WMN21/LMN21)(ΔV4)^2晶体管MN22I2＝(K/2)(WMN22/LMN22)(VgsMN22-Vth)^2
又，VgsMN22＝RV4-VBVB＝RV4-Vth-ΔV4V4＝RV1+ΔV所以I2＝(K/2)(WMN22/LMN22)(ΔV+ΔV4)^2又，I1＝I2，且使LMN21＝LMN22可得ΔV＝((WMN21/WMN22)^0.5-1)×ΔV4如是，根据本发明的稳压补偿型跟随器的优点在于以反应速度较快的第二线性放大器OP82取代已知比较器C1，约只需200纳秒(ns)，且输出端电压V4稳定不振荡90(请参阅图9)。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。
权利要求
1.一种稳压补偿型跟随器，采用针对液晶显示器的驱动器高电平输出电压的稳压补偿解决方法，将驱动器的分压(RV1)点处与一第一线性放大器(OP1)的正极(+)相接，所述第一线性放大器(OP1)的输出端与其负极(-)连接，且通过一输出线(50)延伸为一输出端电压(V1)；其特征在于所述分压(RV1)接入第一线性放大器(OP1)的正极(+)的同时也接入一第二线性放大器(OP2)的正极(+)，同样，所述第二线性放大器(OP2)的输出端与其负极(-)连接；又所述第二线性放大器(OP2)的输出端也与一晶体管(MP1)的源极(S)连接，且所述晶体管(MP1)的漏极(D)与自身的栅极(G)相连接并与一晶体管(MN1)的漏极(D)连接，所述晶体管(MN1)的源极(S)与电源(Vss)连接，其栅极(G)接一偏压线(BN)；一晶体管(MP2)，所述晶体管(MP2)的源极(S)与上述输出线(50)连接，其栅极(G)与上述晶体管(MP1)的栅极(G)相连接，且所述晶体管(MP2)的漏极(D)与一晶体管(MN2)的漏极(D)连接，所述晶体管(MN2)的源极(S)与电源(Vss)连接，其栅极(G)与上述晶体管(MN1)的栅极(G)一样同接于一偏压线(BN)；一晶体管(MN3)，所述晶体管(MN3)的漏极(D)与上述输出线(50)连接，其栅极(G)与上述晶体管(MP2)的漏极(D)与晶体管(MN2)的漏极(D)连接处相连接，其源极(S)与电源(Vss)相连接。
2.根据权利要求1所述的稳压补偿型跟随器，其特征在于所述晶体管(MP1)与晶体管(MP2)是基体为正离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管。
3.根据权利要求1所述的稳压补偿型跟随器，其特征在于所述晶体管(MN1)、晶体管(MN2)与晶体管(MN3)是基体为负离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管。
4.根据权利要求1所述的稳压补偿型跟随器，也可用于低电平输出电压的稳压补偿，将驱动器的分压(RV4)点处接一第一线性放大器(OP81)的正极(+)相接，所述第一线性放大器(OP81)的输出端与其负极(-)连接，且借由一输出线(80)延伸为一输出端电压V4；其特征在于所述第二线性放大器(OP82)的输出端可更替为与一晶体管(MN21)的源极(S)连接，且所述晶体管(MN21)的漏极(D)与自身的栅极(G)相连接并与一晶体管(MP21)的漏极(D)连接，所述晶体管(MP21)的源极(S)与电源(V0)连接，其栅极(G)接一偏压线(BP)；一晶体管(MN22)，所述晶体管(MN22)的源极(S)与上述输出线(80)连接，其栅极(G)与上述晶体管(MN21)的栅极(G)相连接，且所述晶体管(MN22)的漏极(D)与一晶体管(MP22)的漏极(D)连接，所述晶体管(MP22)的源极(S)与电源(V0)连接，其栅极(G)与上述晶体管(MP21)的栅极(G)一样同接于一偏压线(BP)；一晶体管(MP23)，所述晶体管(MP23)的漏极(D)与上述输出线(80)连接，其栅极(G)与上述晶体管(MN22)的漏极(D)与晶体管(MP22)的漏极(D)连接处相连接，其源极(S)与电源(V0)相连接。
5.根据权利要求4所述的稳压补偿型跟随器，其特征在于所述晶体管(MN21)与晶体管(MN22)是基体为负离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管。
6.根据权利要求4所述的稳压补偿型跟随器，其特征在于所述晶体管(MP21)、晶体管(MP22)与晶体管(MP23)是基体为正离子结构的金属氧化半导体场效应晶体管。
全文摘要
本发明提供了一种稳压补偿型跟随器，解决了已知驱动器分压的跟随器反应速度较慢且容易产生振荡的问题，这是通过将一第二线性放大器取代已知的比较器相接来实现的，为了实现上述目的，本发明的方法是以一第二线性放大器取代已知的比较器，又该晶体管(MN1)与晶体管(MN2)的栅极接于同一偏压线，借此使晶体管(MP2)与晶体管(MN2)在输出端电压V1往上飘动时，同时进入饱和状态，以导通晶体管(MN3)，因此，本发明的稳压补偿使分压输出端的电压稳定不振荡。
文档编号G05F3/24GK1617212SQ200310115309
公开日2005年5月18日 申请日期2003年11月14日 优先权日2003年11月14日
发明者廖敏男 申请人:矽创电子股份有限公司