专利名称：对多种调制模式之间的转变的功率控制的制作方法
技术领域：
本发明涉及在开关电源转换器(也称为开关式电源)中的不同调制模式之间转变以减少输出电压纹波以及在这种转变期间的过冲和下冲。
背景技术：
在开关式电源中，功率损耗源于电源开关中的电流传导损耗或开关损耗。在重负载条件下，电流较高，并且因此传导损耗是支配性的因素。然而，在轻负载条件下，电流较低，并且因此开关损耗是支配性的因素。为改善开关电源转换器的轻负载效率，使用多种调制模式来控制在不同的输出电流(负载)条件下的开关电源转换器。例如，为了优化针对所有负载条件的电源效率， 开关电源转换器通常在重负载条件下使用PWM(脉冲宽度调制)并且在轻负载条件下使用 PFM (脉冲频率调制)。在PWM模式下，利用恒定的开关频率并且从而利用恒定的开关周期来控制开关电源转换器，但改变开关电源转换器中的电源开关的占空比。占空比是指电源开关接通占开关周期的比例(通常表达为百分比)。例如，PWM开关方案可能具有IOOkHz的开关频率，从而具有10μ s的开关周期。因此，对于30%的占空比而言，在每个开关周期中，电源开关将接通持续3 μ s并且关断持续7 μ S。在PWM控制下，开关电源转换器通过调节电源开关的占空比来基于反馈信号调整输出电压，但维持恒定的开关频率。在PFM模式下，用利用设定持续时间的脉冲来接通的电源开关来控制开关功率转换器，但是利用可变的开关频率从而利用可变的开关周期来控制电源开关的占空比。例如， PFM开关方案可以在每个开关周期中将电源开关接通持续5 μ s，但在40kHz与130kHz之间改变开关频率。40kHz的开关频率将对应于25μ s的开关周期从而对应于20%的占空比， 而130kHz的开关频率将对应于7. 7μ s的开关周期从而对应于65%的占空比。因此，在 PFM控制下，开关电源转换器通过调节电源开关的频率和周期来基于反馈信号调整输出电压，但电源开关接通持续相同的持续时间或者持续对应于相同电压(每个开关周期期间的副产品)的持续时间。图IA图示了用于开关电源转换器的常规控制方案。开关电源转换器以两种操作模式即PWM和PFM来操作。当电源转换器的输出电流(即负载)大于负载水平(输出电流水平)LO时，电源转换器以恒定的开关频率在PWM模式下操作。然而，当负载小于负载水平 LO时，电源转换器以随着负载降低而降低的开关频率在PFM模式下操作。在多种调制模式组合在电源转换器控制方案中的情况下，存在不同操作模式之间的转变点。注意到，在图IA的常规控制方案中，PWM和PFM模式之间的转变是连续的。在负载点LO处，电源转换器处于PWM模式和PFM模式之间的转变点处，并且能够在PWM模式、 PFM模式下操作，或者在PWM模式和PFM模式之间来回变化。如果电源转换器在PWM模式和PFM模式之间来回变化，则输出电压纹波通常变得较高。这是因为PWM模式和PFM模式必须对相同的控制电压进行响应，而同时又对不同的变量进行调制脉冲宽度和周期。PWM模式和PFM模式之间的理想转变不仅要求在转变点15处来自两种操作模式的控制电压要求一样，而且要求响应于负载改变的控制电压改变的斜率也一样，这对电源转换器设计施加了严格的要求。任何偏差都将致使输出电压纹波高于正常的所希望的水平。图IB图示了用于开关电源转换器的另一常规控制方案。在这一控制方案中，针对操作模式之间的转变引入了时滞。也就是说，一旦电源转换器进入一种操作模式，其就必须等待控制回路稳定下来才能退出该操作模式。此外，引入了控制电压滞后来最小化操作模式之间的转变。也就是说，控制电压必须超出表示负载(输出电流)中的所限定的滞后 Lhys的水平以便转变到其他操作模式中。例如，如图IB所示，在PWM模式下开关电源转换器的负载将必须降低到超出负载LO-Lhys以转变00)到PFM模式，并且在PFM模式下开关电源转换器的负载将必须增加到超出LO+Lhys以转变(10)到PWM模式。作为结果，能够减小由操作模式之间的转变引起的输出电压纹波。通过引入滞后，如果负载没有偏离出滞后范围，则电源就能够在一种调制模式下稳定地操作。然而，如果滞后范围很大，则在操作模式之间的转变期间可能出现输出电压过冲或下冲，这是因为滞后可能迫使一种操作模式下的控制电压变得高于或低于另一操作模式下的控制电压，从而在转变到新的操作模式之后导致控制电压的阶跃函数。另一方面，如果滞后范围太小，其可能不足以防止操作模式之间的振荡。作为结果，不仅由于不完善的斜率匹配而且由于滞后本身，输出电压纹波可能更高。图IA和图IB的控制的另一缺点是宽的控制电压范围。例如，在回扫式开关电源
(V. T )2
转换器中，输出功率可以表达为巧= V “ °η) η，其中P。ut是输出功率，Vin是经整流的输入
厶 Xvw 1 ρ
电压，τ。η是电源MOSFET开关的接通时间，Lffl是变压器的磁化电感，Tp是开关周期，η是转换效率。如果在PWM模式下使用VinTon控制，则控制变量是VinTon。如果PWM控制覆盖从10%到100%的负载，则负载比率是100% 10%= 10 1。控制电压比率可以推导为 1或3. 16 1。在PFM模式下，控制变量是Tp。如果PFM覆盖10%到0.5%的负载范围，则控制电压比率是50 1。因此，PFM控制需要支持大得多的控制电压比率。在PFM模式下更宽的控制电压范围要求可能导致实现上的困难，这特别地是因为如下限制，即在PFM 模式下的最高控制电压不能超过在PWM模式下的最低控制电压。
发明内容
本发明的实施例包括一种用于在开关电源转换器的调制模式之间自适应转变的方法，其中PWM模式和PFM模式被分隔成两个独立的控制区段，其中独立地确定每个控制区段中的控制电压范围并且清楚地限定每个控制区段的边界。PWM调制模式和PFM调制模式中的每个不能超出其边界连续地操作，从而在两个控制区段之间形成控制间隙。在该控制间隙内不允许连续操作。为了对控制间隙内的负载条件进行供给，电源在控制间隙的两个边界处操作。更具体地，一种用于操作开关电源转换器的方法包括在高于第一输出电流水平并且低于第二输出电流水平的第一输出电流范围中在脉冲频率调制模式下操作开关电源转换器；在高于第三输出电流水平并且低于第四输出电流水平的第二输出电流范围中在脉冲宽度调制模式下操作开关电源转换器，第三输出电流水平高于第二输出电流水平。开关电源转换器在第二输出电流水平与第三输出电流水平之间既不在脉冲频率调制模式下也不在脉冲宽度调制模式下操作，从而形成控制间隙。如果开关电源转换器的输出电压增加到超出参考电压加上预先确定的滞后电压并且开关电源转换器的输出电流水平降低到低于第三输出电流水平，则发生从脉冲宽度调制模式到脉冲频率调制模式的转变。如果开关电源转换器的输出电压降低到超出参考电压减去预先确定的滞后电压并且开关电源转换器的输出电流水平增加到高于第二输出电流水平，则发生从脉冲频率调制模式到脉冲宽度调制模式的转变。本发明具有的优点是PWM模式与PFM模式之间的转变快速地发生，而在转变期间引起较低的输出纹波。不需要对PWM控制区段和PFM控制区段中的每个控制区段中的控制电压范围施加限制，这是由于控制间隙使PWM模式和PFM模式隔开，因此PWM控制区段和 PFM控制区段中的控制参数不需要彼此匹配。说明书中所描述的特征和优点并非都是包含性的，具体地，在考虑附图和说明书的情况下，很多附加特征和优点对于本领域普通技术人员来说将是显然的。另外，应当注意到，说明书中所使用的语言主要是出于易读性和指导性的目的而不是为了界定或限制发明主题而选择的。
通过结合附图考虑以下详细描述，可以容易地理解本发明实施例的教导。图IA图示了用于开关电源转换器的常规控制方案。图IB图示了用于开关电源转换器的另一常规控制方案。图2A图示了根据本发明一个实施例的回扫式AC-DC开关电源转换器。图2B图示了图2A中的生成控制电压Vc的补偿模块的电路的示例。图3图示了根据本发明一个实施例的图2A的开关电源转换器的操作波形。图4A和图4B图示了根据本发明一个实施例的在开关电源转换器中的操作模式之间的转变。图4C图示了根据本发明另一实施例的在开关电源转换器中的操作模式之间的转变。图5图示了根据本发明另一实施例如何使用sigma delta调制器控制多个操作点之间的转变。
具体实施例方式附图和以下描述仅通过说明的方式涉及本发明的优选实施例。应当注意，根据以下讨论，将容易地认识到在此公开的结构和方法的替代性实施例作为可以采用而不脱离本发明的原理的可行备选。现在将详细参考本发明的若干实施例，其示例在附图中图示出。注意，在可行的任何地方，可以在附图中使用类似的或相似的参考标记，并且这些参考标记可以指示类似的或相似的功能性。附图仅出于说明的目的描绘了本发明的实施例。本领域技术人员将从以下描述容易地认识到，可以采用在此图示的结构和方法的替代性实施例而不脱离在此描述的本发明的原理。根据本发明的各种实施例，提供了一种用于在开关电源转换器的调制模式之间自适应转变的方法，其中PWM模式和PFM模式被分隔为两个独立的控制区段，其中独立地确定每个控制区段中的控制电压范围并且清楚地限定每个控制区段的边界。PWM调制模式和 PFM调制模式中的每个不能超出其边界连续地操作，从而在两个控制区段之间形成控制间隙。在该控制间隙内不允许连续操作。转向附图，图2A图示了根据本发明一个实施例的回扫式AC-DC开关电源转换器。 电源转换器200包括变压器Tl、二极管D1、电容器C。、电源MOSFET开关Q1、电阻器礼、&以及控制器202。控制器202生成对开关Ql进行驱动的输出驱动信号210。从AC电源(未示出)接收AC功率并且对AC功率进行整流以提供经调整的DC输入电压VIN。在开关Ql接通时输入功率存储在变压器Tl中，这是因为当开关Ql接通时二极管D1变为反向偏置。然后，在开关Ql关断时经整流的输入功率被传递到跨电容器C。的负载\，这是因为当开关Ql 关断时二极管D1变为正向偏置。二极管D1用作输出整流器并且电容器C。用作输出滤波器。 将所得到的经调整的输出电压Vott递送到负载\。电阻器&是通常用于在无负载条件下稳定输出的预载。控制器202包括定时感测模块205、Vout感测模块204、回路补偿模块206以及 PWM/PFM控制模块208。控制器202可以采用多种公知调制技术中的任何一种，诸如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)，以控制电源开关Ql的接通和关断状态以及占空比。 因此，PWM/PFM控制模块208生成适当的开关驱动脉冲210，以在包括PWM模式和PFM模式的各种各样的操作模式中使用基于开关电源转换器的先前的开关循环中的所感测的输出电压Vott和所感测的初级侧电流Ip的反馈回路来控制电源开关Ql的接通时间和关断时间并且调整输出电压VOT。电压Isense用于以跨感测电阻器&的电压的形式感测通过初级绕组Np和开关Ql 的初级电流Ip。在PWM/PFM控制器208中将电压Isense与对应于峰值初级电流的电压Vipk 相比较，以便在初级电流Ip达到峰值电流阈值时实现峰值电流模式开关以限制初级电流 Ip。输出电压Vott跨变压器Tl的辅助绕组Na而反映，其经由包括电阻器队和&的电阻性分压器而被输入到Vout感测模块204和定时感测模块205作为电压VSENSE。Vout感测模块 204通过在电源转换器200的每个开关循环中对变压器复位时间结尾处的电压Vsense进行采样以及将采样电压缩放到与经调整的目标输出电压相比具有可比性的水平来确定反馈电压Vfb。将反馈电压Vfb提供到补偿模块206和PWM/PFM控制器208。补偿模块206使用反馈电压Vfb来确定控制电压Vc，该控制电压被输入到PWM/PFM控制器208。正如下面将说明的那样，控制电压Vc是指示电源加载的程度(即，每开关循环必须将多少能量传递到负载以便维持所需的输出电压)的参数。定时感测模块205还基于信号Vsense检测开关电源转换器200的各种各样的定时参数，包括开关周期(Tp)、变压器复位时间(Trst)等，这些参数也被输入到PWM/PFM控制器。基于检测到的定时参数和控制电压Ne，PWM/PFM控制器208确定应用何种操作模式(PWM或PFM)来控制电源转换器200，并且在所选择的操作模式(PWM 或PFM)下生成适当的开关驱动信号210。正如下面将参考图4A、图4B和图4C更详细说明的那样，PWM/PFM控制器208基于开关电源转换器200的负载(输出电流)以及感测到的输出电压Vqut来选择PWM模式或PFM模式用于控制电源转换器200。正如上面所说明的那样，控制电压Vc用作表示电源转换器200的负载水平(输出电流)的代理，并且反馈电压 Vfb或Vsense可以用作表示实际输出电压Vott的代理。图2B图示了图2A中的生成控制电压Vc的补偿模块的电路的示例。在补偿模块 206内部的是数字误差生成器252，该数字误差生成器252确定数字电压反馈值Vfb与对应于目标(经调整的)输出电压的数字参考电压值Vkef之间的差异。将所得到的数字误差信号 254输入到P-I函数(比例积分函数)260，P-I函数260包括积分器264和比例块262。积分器264在所有先前的开关循环或者预定数量的先前的开关循环之上对数字误差信号2M 进行积分，该积分器264的输出在加法器沈6中被加到数字误差信号254的缩放值(在比例块沈2中用系数Kp缩放)上以生成控制电压Vc。因此，控制电压Vc指示电源加载的程度(输出电流水平)，即每开关循环必须将多少能量传递到负载以便维持所需的输出电压。 一般地，增加的控制电压Vc指示输出电压Vott低于所希望的并且应当增加，降低的控制电压Vc指示输出电压Vot高于所希望的并且应当降低。因此，如果误差信号2M指示输出电压V。UT(Vfb)低于所希望的，则将通过P-I函数260增加控制电压Vc，这继而将使得开关Ql 的接通时间(Ton)增加，从而每开关循环传递更多能量到负载&以维持所需的输出调整电压。如果误差信号2M指示输出电压Vqut(Vfb)高于所希望的，则将通过P-I函数沈0降低控制电压Vc，这继而将使得开关Ql的接通时间(Ton)减少或者开关Ql的开关频率降低，从而每开关循环传递更少能量到负载4以维持所需的输出调整电压。虽然图2B图示了用于生成控制电压Vc的电路的数字实现的一个示例，但是可以使用其他数字或模拟实现来生成反映电源加载程度的类似的参数。图3图示了根据本发明一个实施例的图2A的开关电源转换器的操作波形。参考图3以及图2A，控制器202输出控制信号210 (OUTPUT，以电流形式)，该控制信号210限定了电源开关Ql的接通和关断状态。通过开关Ql和初级绕组Np的初级电流Ip表示为电压 Isense 304。当控制信号210为高并且从而电源开关Ql处于接通状态时，初级电流(由Isense 表示)304斜升。初级电流(Isense) 304的斜升速率主要基于输入线电压Vin以及初级绕组Np 的磁化电感Lm。当电源开关Ql处于接通状态时，输出整流器二极管D1反向偏置，并且因此电压Vsense 306 (表示输出电压Vott)理想地为零并且输出电流(次级电流)Is 308也等于 OA。因此，在电源开关Ql处于接通状态时，能量存储在电源变压器Tl中而不递送到输出处的负载4。当初级电流(Isense) 304达到峰值电流模式阈值Vipk时，控制信号210变为低，并且电源开关Ql被切换到关断状态。作为结果，输出整流器二极管D1变为正向偏置，并且基于初级绕组Np与次级绕组Ns之间的匝数比(Np/Ns)将存储在变压器Tl中的能量递送到次级绕组Ns。随着存储在电源变压器Tl中的能量被递送到次级绕组Ns，次级电流Is 308 迅速上升，然后开始斜降。类似地，Vsense电压306也迅速上升，然后缓慢斜降。当存储在电源变压器Tl中的所有能量都被递送到次级侧Ns时，次级电流Is 308变为等于0A，该点也称为变压器复位点312。次级电流Is迅速上升然后达到零的时段Trst称为变压器复位时间Trst。另外，OUTPUT信号210的整个周期称为开关周期Tp。注意到，反馈电压Vfb (上面参考图2Α进行了说明)在变压器复位点312处从Vsense采样。如果电源开关Ql在超出变压器复位点312时仍然处于关断状态，则Vsense电压呈现出一般发生在电压自振周期310 期间的高频自振，而振铃逐渐衰减。然后，控制器202(PWM/PFM模块208)将基于所选择的
8操作模式(PWM或PFM)来确定电源开关Ql的下一接通时间，并且生成为高的控制信号210 以针对下一开关循环接通电源开关Q1，并且上面描述的操作在下一和附加的后续开关循环
中重复。图4A和图4B图示了根据本发明一个实施例的在开关电源转换器中的操作模式之间的转变。参考图4A以及图2A，当负载水平(输出电流)在L3与L4之间(在操作点1与操作点0之间)时，PWM/PFM控制器208以恒定的开关频率在PWM模式下操作电源转换器 200。当负载水平在Ll与L2之间时，PWM/PFM控制器208以随着负载水平降低而降低的开关频率在PFM模式下操作电源转换器200。在回扫式开关电源转换器中，输出功率通过下式确定
权利要求
1.一种用于操作开关电源转换器的方法，所述方法包括在高于第一输出电流水平并且低于第二输出电流水平的第一输出电流范围中在脉冲频率调制模式下操作所述开关电源转换器；在高于第三输出电流水平并且低于第四输出电流水平的第二输出电流范围中在脉冲宽度调制模式下操作所述开关电源转换器，所述第三输出电流水平高于所述第二输出电流水平，并且其中所述开关电源转换器在所述第二输出电流水平与所述第三输出电流水平之间既不在所述脉冲频率调制模式下也不在所述脉冲宽度调制模式下操作，从而形成控制间隙。
2.根据权利要求1的方法，进一步包括如果所述开关电源转换器的输出电压增加到超出参考电压加上预先确定的滞后电压并且所述开关电源转换器的输出电流水平降低到低于所述第三输出电流水平，则从所述脉冲宽度调制模式转变到所述脉冲频率调制模式。
3.根据权利要求1的方法，进一步包括如果所述开关电源转换器的输出电压降低到超出参考电压减去预先确定的滞后电压并且所述开关电源转换器的输出电流水平增加到高于所述第二输出电流水平，则从所述脉冲频率调制模式转变到所述脉冲宽度调制模式。
4.根据权利要求1的方法，其中所述控制间隙包括对应于高于所述第二输出电流水平并且低于第五输出电流水平的第三输出电流范围的第一控制间隙以及对应于高于所述第五输出电流水平并且低于所述第三输出电流水平的第四输出电流范围的第二控制间隙，所述第五输出电流水平对应于所述开关电源转换器的既不在所述脉冲宽度调制模式下也不在所述脉冲频率调制模式下操作的离散操作点。
5.根据权利要求1的方法，其中如果所述开关电源转换器的输出电流水平在所述第二输出电流水平与所述第三输出电流水平之间，则所述开关电源转换器的操作点之间的转变仅基于所述开关电源转换器的输出电压水平而发生，而不考虑所述开关电源转换器的所述输出电流水平。
6.根据权利要求1的方法，其中如果所述开关电源转换器的输出电流水平在所述第二输出电流水平与所述第三输出电流水平之间，则所述开关电源转换器的操作在所述脉冲宽度调制模式与所述脉冲频率调制模式之间重复地来回转变。
7.根据权利要求1的方法，进一步包括随着所述开关电源转换器的输出电流水平降低，在脉冲频率调制模式下降低所述开关电源转换器的开关频率。
8.一种开关电源转换器，包括开关，配置为将所述开关电源转换器的输出耦合至到所述开关电源转换器的输入电压或者将所述开关电源转换器的输出从到所述开关电源转换器的输入电压断开；以及控制器，耦合至所述开关并且配置为控制所述开关的接通或关断状态，所述控制器通过以下方式来操作所述开关电源转换器在高于第一输出电流水平并且低于第二输出电流水平的第一输出电流范围中在脉冲频率调制模式下操作所述开关电源转换器；在高于第三输出电流水平并且低于第四输出电流水平的第二输出电流范围中在脉冲宽度调制模式下操作所述开关电源转换器，所述第三输出电流水平高于所述第二输出电流水平，并且其中所述控制器在所述第二输出电流水平与所述第三输出电流水平之间既不在所述脉冲频率调制模式下也不在所述脉冲宽度调制模式下操作所述开关电源转换器，从而形成控制间隙。
9.根据权利要求8的开关电源转换器，其中如果所述开关电源转换器的输出电压增加到超出参考电压加上预先确定的滞后电压并且所述开关电源转换器的输出电流水平降低到低于所 述第三输出电流水平，则所述控制器将所述开关电源转换器的操作从所述脉冲宽度调制模式转变到所述脉冲频率调制模式。
10.根据权利要求8的开关电源转换器，其中如果所述开关电源转换器的输出电压降低到超出参考电压减去预先确定的滞后电压并且所述开关电源转换器的输出电流水平增加到高于所述第二输出电流水平，则所述控制器将所述开关电源转换器的操作从所述脉冲频率调制模式转变到所述脉冲宽度调制模式。
11.根据权利要求8的开关电源转换器，其中所述控制间隙包括对应于高于所述第二输出电流水平并且低于第五输出电流水平的第三输出电流范围的第一控制间隙以及对应于高于所述第五输出电流水平并且低于所述第三输出电流水平的第四输出电流范围的第二控制间隙，所述第五输出电流水平对应于所述开关电源转换器的既不在所述脉冲宽度调制模式下也不在所述脉冲频率调制模式下操作的离散操作点。
12.根据权利要求8的开关电源转换器，其中如果所述开关电源转换器的输出电流水平在所述第二输出电流水平与所述第三输出电流水平之间，则所述开关电源转换器的操作点之间的转变仅基于所述开关电源转换器的输出电压水平而发生，而不考虑所述开关电源转换器的所述输出电流水平。
13.根据权利要求8的开关电源转换器，其中如果所述开关电源转换器的输出电流水平在所述第二输出电流水平与所述第三输出电流水平之间，则所述开关电源转换器的操作在所述脉冲宽度调制模式与所述脉冲频率调制模式之间重复地来回转变。
14.根据权利要求8的开关电源转换器，其中随着所述开关电源转换器的输出电流水平降低，所述控制器在所述脉冲频率调制模式下降低所述开关电源转换器的开关频率。
全文摘要
在开关电源转换器中，PWM模式和PFM模式被分隔为两个独立的控制区段，其中独立地确定每个控制区段中的控制电压范围。PWM调制模式和PFM调制模式中的每个都不能超出其边界连续地操作，从而在两个控制区段之间形成控制间隙，在该控制间隙内不允许连续操作。为了对控制间隙内的负载条件进行供给，电源在控制间隙的两个边界处操作。PWM模式与PFM模式之间的转变快速地发生，具有较低的输出电压纹波。不需要对PWM控制区段和PFM控制区段中的每个控制区段中的控制电压范围施加限制，这是由于控制间隙使PWM模式和PFM模式隔开，因此PWM控制区段和PFM控制区段中的控制参数不需要彼此匹配。
文档编号G05F1/00GK102341762SQ201080010424
公开日2012年2月1日 申请日期2010年2月4日 优先权日2009年3月5日
发明者C·普恩, J·W·克斯特森, 严亮, 王晓艳, 郑俊杰 申请人:艾沃特有限公司