专利名称：具有反馈的电流引导电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电流弓丨导电路，其响应于互补输入信号将预定电流提供到两个差动输出端子中的一者，例如用于数字/模拟转换器(DAC)中。
背景技术：
电流引导电路为用于较宽范围的应用(例如数字无线电发射信号链、测试设备刺激合成、有线线路数据传输等等)中的某些类型的数字/模拟转换器(DAC)的基本建置块。在这些应用中，关键的DAC规格为无杂散动态范围(SFDR)，其由不可避免地被添加到所产生的输出信号的非所要的失真的量直接确定。图IA及IB说明现有技术电流引导(CS)电路100的实例。在互补控制信号VCA 及VCB指引下，固定电流源130被选择性地引导向输出节点A或输出节点B。图IA展示CS电路100的第一状态。在存在于控制端子111处的控制信号VCA指引下，当信号Von通过切换元件118被施加到节点112时，电流引导装置110将电流源130耦合到输出节点A。电流引导装置110可为任何类型的合适装置。在一些实施例中，装置110可为晶体管，包括n及p沟道增强及损耗MOSFET、JFET、MESFET、异质结装置、NPN或PNP双极晶体管等。切换元件118可为任何类型的信号产生器，其响应于控制信号VCA，将合适的偏压提供到所述电流引导装置。同时，在存在于控制端子121处的控制信号VCB指引下，当信号Voff通过切换元件128被施加到节点122时，电流引导装置120将电流源130从输出节点B去耦合。在CS电路100的此第一状态中，引导装置110在导电状态中起作用，而弓I导装置120在绝缘状态中起作用。CS电路100的第二状态展示在图IB中。在控制信号VCA指引下，当信号Voff通过切换元件118被施加到节点112时，电流引导装置110将电流源130从输出节点A去耦合。同时，在控制信号VCB指引下，当信号Von通过切换元件128被施加到节点122时，电流引导装置120将电流源130耦合到输出节点B。在CS电路的此第二状态中，引导装置110在绝缘状态中起作用，而引导装置120在导电状态中起作用。弓丨导装置110在其导电状态中的相对低的输出阻抗由图IA中的电阻器115表示。引导装置120在其导电状态中的相对低的输出阻抗说明为图IB中的电阻器125。在其绝缘状态中的两个电流引导装置(110及120)均具有充分高的输出阻抗，使得可出于此描述的目的而实际上将其忽略。因为物理上的实施限制，相对大量的寄生电容存在于共用节点132处且由电容器135说明。在由图IA说明的第一状态中，存在于输出节点A处的信号可改变通过电阻器115存储在电容器135上的电压。类似地，在由图IB说明的第二状态中，存在于输出节点B处的信号可改变通过电阻器125存储在电容器135上的电压。此可为其中CS电路100是DAC中的将电流施加到连接到输出节点A及B的差动输出总线的许多CS电路中的一者的情况。当CS电路100从第一状态转换到第二状态时，对电流Io从输出节点A到输出节点B的所要的引导伴随通过第一状态期间存在于节点A处的信号经由电阻器115存储在共用节点132上的电荷到B的非所要的转移。类似地，当CS电路100从第二状态转换到第一状态时，对电流Io从输出节点B到输出节点A的所要的引导伴随通过第二状态期间存在于节点B处的信号经由电阻器125存储在共用节点132上的电荷到A的非所要的转移。此电荷转移产生失真，从而限制DAC的无杂散动态范围(SFDR)。图2说明由耦合到差动输出节点A及B的多个电流引导电路CS1、CS2…cs(n-l)、CSn构造的DAC 200。在一个实施例中，这些CS电路经缩放(即，电流源根据2°,2\22,23等，针对每一位位置而增加)，且由互补对控制信号VCA1、VCBU -VCAn, VCBn选择性控制以在此时间且以此顺序在第一及第二状态之间转换，以便在节点A及B处产生所要的差动输出信号。在输出节点A及B处如此产生的所述差动信号为传入的控制信号的模拟等效信号。在其它实施例中，CS电路中的一些或全部可为经均等加权的或经非二进制加权的或其任何组合。归因于电流引导装置110及120 (图IA及1B)在其导电状态中的相对低的输出阻 抗(由电阻器115及125表不),所要的输出信号伴随非所要的依赖于信号的电荷转移,从而在节点A及B上产生输出信号失真。需要的是一种在其输出节点处产生较少的信号失真的电流引导电路(例如用于DAC 中)。
发明内容
差动电流引导(CS)电路使用反馈来引起引导装置(例如，MOSFET)在导电时有效地展现无限的输出阻抗(在理想实施例中)。因此，输出节点A或B上的信号不会显著地改变共用节点处的电位。当差动输出节点被连接到DAC中的差动输出总线时，上述效果特别有用。在一个实施例中，当引导电路经控制以将电流引导到输出节点A时，输出节点B处的信号被缩放为反馈信号且用于调制用于“A”支线中的引导装置的常规控制电压。节点B处的信号实际上就是节点A处的信号的逆信号。本发明使用输出节点B处的逆可变信号来消除(或至少减轻)输出节点A处的信号对共用节点的非所要影响。反馈电路的缩放(k)经设计、选择及/或调整以防止输出节点A及B上的可变电压显著地改变共用节点处的电压。结果等效于用于第一状态中的CS电路的实质上无限的输出阻抗。类似地，当引导电路经控制以将电流引导到节点B时，节点A处的信号被缩放为反馈信号且用于调制用于“B”支线中的引导装置的常规控制电压。本发明使用输出节点A处的逆可变信号来消除(或至少减轻)输出节点B处的信号对共用节点的非所要的影响。结果等效于用于第二状态中的CS电路的实质上无限的输出阻抗。在一些情况下，可能期望不产生CS电路的实质上无限的等效输出阻抗，而是将阻抗控制到预界定水平以抵抗系统中的其它失真。因此，所述阻抗可有意地经不足补偿或过补偿以用于实现系统的总体改善的SFDR。描述其它实施例。
图IA说明输出第一差动信号的现有技术电流引导电路。图IB说明输出第二差动信号的现有技术电流引导电路。图2说明具有各自接收互补控制输入信号且输出表示所述控制信号的模拟信号的多个电流引导电路的现有技术数字/模拟转换器(DAC)。图3说明根据本发明的一个实施例的电流引导电路。图4说明根据本发明的另一实施例的电流引导电路。图5说明根据本发明的一个实施例的具有多个电流引导电路的DAC。以相同的编号标记相同或等效的元件。
具体实施方式
本发明为改进的电流引导电路。如图3中所说明，本发明通过使用来自存在于电路的输出节点A及B处的差动信号的反馈来动态地调制电流引导装置(例如，MOSFET、双极晶体管、模拟放大器或其它装置)(当在其导电状态中时)。以此方式，输出节点A或B上的信号不会显著地影响共用节点处的电位。因此，存在较少的非所要的依赖于信号的电荷转移，从而使得节点A及B上的输出信号失真较少。在图3及4的实施例中，CS电路300及400中的反馈电路合适地调制施加到在其导电状态中的引导装置(例如，PMOS晶体管)的信号，以便维持共用节点332或432处的电压，而与存在于输出节点A及B处的信号无关。图3中展示的术语Von表示考虑到输出节点A及B处所期望的或允许的电位范围而将电流引导装置310或320置于导电状态中所必需的信号。图3中展示的术语Voff表示考虑到输出节点A及B处所期望的或允许的电位范围而将电流引导装置310或320置于绝缘(非导电的)状态中所必需的信号。在图3中，让我们假设控制信号VCA引起切换元件318将引导装置310置于导电状态中，而控制信号VCB引起切换元件328将引导装置320置于绝缘状态中。因此CS电路300处在对应于图IA中展示的CS电路100的第一状态的第一状态中，且我们将假设上升信号通过如图5的DAC中所说明而配置的并联耦合的CS电路被施加到输出节点A。由于引导装置310的有限阻抗，共用节点332 (具有由电容器335表示的寄生电容)的电位将响应于此正常上升(但是本发明会抵消此效应)。同时，归因于存在于输出节点A及B处的信号的差动性质，节点B的电位降低。在图3中，存在于节点B处的降低的信号被展示为通过经合适缩放的反馈电路317耦合到引导电路装置310的控制节点312。因此，其减少节点312处的常规信号，以便消除存在于输出节点A处的增加的信号对共用节点332的影响。反馈电路的缩放(k)(或转移函数)经设计、选择及/或调整以防止输出节点A上的可变电压改变共用节点332处的电压。结果等效于用于第一状态中的CS电路的实质上无限的输出阻抗。以类似方式，当CS电路300切换到其第二状态时，到电流引导装置320的控制信号通过将节点A信号经由经合适缩放的反馈电路327耦合到节点322来调制。存在于输出节点A处的变化信号成比例地修改引导装置320的节点322处的常规信号，从而减轻存在于输出节点B处的逆变化信号的影响。反馈电路的缩放(k)(或转移函数)经设计、选择及/或调整以防止输出节点B上的可变电压改变共用节点332处的电压。归因于所述反馈，共用节点332处的电压与节点A及B处的电压电平无关。结果等效于用于第二状态中的CS电路300的实质上无限的输出阻抗。在控制信号VCA指引下，图3中所示电路的可能实施方案使用电压控制信号源作为具有转移系数k310的反馈电路317，该转移系数由节点B信号控制，节点B信号被叠加在信号Von上且施加于节点312。因此，在第一状态中，信号Von+k310*V(B)被施加到节点312，以便补偿输出节点A处的电位对共用节点332的影响。同样，在控制信号VCB指引下，电压控制信号源可用作具有转移系数k320的反馈电路327，该转移系数由节点A信号控制，节点A信号被叠加在信号Von上且施加于节点322。因此，在第二状态中，信号Von+k320*V(A)被施加到节点322，以便补偿输出节点B处的电位对共用节点332的影响。通过分别基于电流引导装置310及320的性质和所期望的差动输出信号幅值设计、选择及/或调整转移系数k310及k320，可维持共用节点332的电位，使其与存在于节点 A及B处的信号无关。因此，CS电路300将展现实质上无限的输出阻抗。在某些应用中，不足补偿或过补偿输出信号对电流引导电路共用节点电位的影响可能有利。可将电流引导装置等效输出阻抗调整为预界定水平，这直接转变成由电流引导电路引入的预界定水平的失真。此失真控制机制可有利地用于抗衡系统中存在的其它失真源，从而使得总无杂散动态范围(SFDR)得到改善。为此目的，反馈系数(即，k310及k320)可经选择以获得电流引导装置所需的等效输出阻抗，其可不同于无限值。如此项技术中众所周知的，在一些应用中，信号Von及/或Voff可嵌入控制信号VCA及VCB内。在此类配置中，VCA及VCB可为通过各种电路(例如放大器)耦合到节点312及322的缩放模拟信号。在一些实施例中，切换元件可为数字控制电路(例如，开关、传输门…等)，其(由数字互补控制信号VCA及VCB指引)将预定信号Von及Voff耦合到电流引导装置，以便将其置于所需的导电及分别绝缘状态中。因此，反馈信号可通过切换元件来耦合且调制预定Von信号。在其它实施例中，所述切换元件可为模拟驱动电路(例如放大器、缓冲器、衰减器、电阻器/电容器/电感器或其组合的无源网络…等)，其将互补控制信号VCA及VCB转移(例如缩放)且耦合到电流引导装置，以便将其置于所需的导电及分别绝缘状态中。因此，反馈可被耦合到控制端子，且适当地调制互补控制信号VCA及VCB。在此情况下，在控制信号被施加到常规电流引导元件之前，反馈电路可缩放VCA及VCB控制信号。合适的电平移位电路是众所周知的。总效果与图3中一样。本发明的另一实施例通过图4中的电流引导电路400说明。引导装置410及420分别通过跨导参数gm410及gm420以及输出导电参数gds410及gds420 (其中gds = id/vds)，使用p沟道MOS晶体管(特征在于由电流源430产生的电流I。)来实施。在此情况下，如下描述，MOS晶体管的门电压(在节点412、422处)通过反馈电路来调整。切换元件418及428分别使用PMOS及NMOS晶体管开关对481、483及482、484来构造。反馈电路分别通过电阻分压器RBI、RB2及RA1、RA2 (分别包含电阻器对471、473及472,474)来实施。在第一状态期间，存在于控制节点411处的“高” VCA控制信号将开关481置于绝缘状态中，且将开关483置于导电状态中。因此，信号S412被耦合到节点412，其中 S412 = Von+ (V (B) -Von) *kb = Von* (I-kb) +V (B) *kb且kb = RB2/ (RB1+RB2)。在相同的第一状态期间，存在于控制节点421处的互补“低”控制信号VCB将开关482置于导电状态中，且将开关484置于绝缘状态中。从而，信号Vqff被耦合到节点422，且引导装置420被置于绝缘状态中。归因于在CS电路400的第一状态中存在于输出节点A处的信号变化V(A)的共用节点432电位的电位变化(如果存在)在不受益于本发明的情况下与v(A)*gds410/gm410成比例。同时，归因于DAC输出信号的差动性质，存在于输出节点B处的变化V(B)约等 于-V(A)。因此，通过选择kb = RB2/(RB1+RB2)实质上等于gds410/gm410，可消除或至少显著地减少归因于第一状态期间存在于输出节点A处的信号的共用节点432电位的变化。在第二状态期间，存在于控制节点421处的“高” VCB控制信号将开关482置于绝缘状态中，且将开关484置于导电状态中。因此，信号S422耦合到节点422，其中S422 = Von+ (V (A)-Von)*ka = Von*(l_ka)+V(A)*ka且ka = RA2/ (RA1+RA2)。在相同的第二状态期间，存在于控制节点411处的互补“低”控制信号VCA将开关481置于导电状态中，且将开关483置于绝缘状态中。从而，信号Vqff被耦合到节点412，且引导装置410被置于绝缘状态中。归因于CS电路400的第二状态中存在于输出节点B处的信号变化V(B)的共用节点432电位的电位变化(如果存在)在不受益于本发明的情况下与v(B)*gds420/gm420成比例。同时，归因于DAC输出信号的差动性质，存在于输出节点A处的变化V(A)约等于-V(B)。因此，通过选择ka = RA2/(RA1+RA2)实质上等于gds420/gm420，可消除或至少显著地减少归因于第二状态期间存在于输出节点B处的信号的共用节点432电位的变化。所属领域的技术人员将认识到，这是所需反馈系数的一阶推导，以便获得用于电流引导装置的所要的实质上无限的输出阻抗。实际实施方案呈现许多有充分证据的较高阶影响(例如，体效应、固有装置电容、寄生电容等等)，其也必须被考虑以用于更精确的阻抗控制。在一些应用中，可能需要为电流引导装置建立预界定等效输出阻抗目标(其可不同于无限值)。此预界定阻抗水平控制由电流引导电路引入的失真量(其可用于抗衡系统中存在的其它失真机制以获得总体改善的SFDR)。因此，反馈系数ka及kb的值可被选择为高于或低于以上所计算的值。根据在此项技术中沿用已久的方法，由所要的电流引导电路操作参数进一步确定电阻器471到474的值、晶体管开关481到484的大小以及引导晶体管410及420的大小。如果电流引导装置410为PMOS晶体管(如在图4的实例中)，那么通过晶体管的电流具有两个分量由Vgs确定的第一电流及由Vds确定的第二电流。第二电流将随Vds的变化(即，输出节点A处的信号的变化)而改变。因为两个电流的总和是恒定的(II所以第一电流将以相反的方式改变。如果门电位保持恒定，那么这将引起Vgs改变，从而改变共用节点432。在此实例中，本发明准确地按照补偿所期望的Vgs的变化所必需的量来理想地改变门电位。可在设计时依据电流引导装置410及420的性质来确定反馈比率ka及kb，或(为了考虑制造工艺变化)可在制造时使用众所周知的修整技术来调整反馈比率ka及kb。为了实现更好的性能(相对于温度、电源电压、输出负载条件、输出信号幅值等等的变化)，可在加电时进一步动态地调整这些反馈比率，或/且可使得这些反馈比率连续地跟踪电流引导装置的性质。用户还可通过选择连接到IC封装的引脚的组件(例如，电阻器)的合适值或通过其它方法来调整所述比率。作为优选实施方案而不是限制性实施方案，电阻器471及472可为固定值电阻器，而可(使用众所周知的有源电路)使得电阻器473及474跟踪电流引导晶体管410及420的复本的性质(例如跨导及输出电导)。图5说明包含将电流引导到其相应输出端子(A1、B1到An、Bn，其在A及B输出总线上加总)的多个CS电路(CSl到CSn)的差动DAC 500。每一 CS电路可并入有类似于图 3及4中展示的反馈配置的反馈配置。归因于包含在内的电流引导装置的具体参数及操作条件，上述反馈转移函数对每一 CS电路可为不同。因此，A及B总线的电平不影响每一 CS电路的共用节点。结果是失真DAC非常低，从而使得其能够具有改善的SFDR性能。虽然已展示且描述本发明的特定实施例，但对于所属领域的技术人员将显而易见的是在不脱离本发明的较宽广方面的情况下，可做出改变及修改。所附权利要求书将所有属于本发明的真正精神及范围内此类改变及修改包含在其范围中。
权利要求
1.一种电流引导电路，其特征在于，它包含 控制端子，用于接收互补引导控制信号； 电流源，用于产生供按所述互补弓I导控制信号指弓丨而被引导的电流； 电流引导装置，用于选择性地将所述电流源耦合到两个差动输出节点之一；及 多个反馈电路，用于将所述差动输出节点耦合到所述控制端子，所述电流引导装置在其导电状态中呈现预界定等效输出阻抗。
2.根据权利要求I所述的电路，其特征在于，所述电流引导装置包含具有在共用节点处耦合到所述电流源的第一端子且具有耦合到所述差动输出节点中的第一个的第二端子的第一电流引导装置；及具有在所述共用节点处耦合到所述电流源的第三端子及耦合到所述差动输出节点中的第二个的第四端子的第二电流引导装置。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述电流引导装置包含MOSFET。
4.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述反馈电路包含具有耦合到所述差动输出节点中的所述第二个的输入且具有经耦合以用于调整所述第一电流引导装置的控制端子处的信号的输出的第一反馈电路；及具有耦合到所述差动输出节点中的所述第一个的输入且具有经耦合以用于调整所述第二电流引导装置的控制端子处的信号的输出的第二反馈电路。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述反馈电路的缩放功能防止所述差动输出节点上的可变电压实质上改变所述共用节点处的电位，从而引起所述电流引导装置在其导电状态中呈现所述预界定等效输出阻抗。
6.根据权利要求I所述的电路 其特征在于，所述差动输出节点包含所述差动输出节点中的第一个及所述差动输出节点中的第二个，及 所述反馈电路包含具有耦合到所述差动输出节点的所述第二个的输入且具有经耦合以用于调整用于所述第一电流引导装置的控制信号的输出的第一电阻分压器； 及具有耦合到所述差动输出节点的所述第一个的输入且具有经耦合以用于调整用于所述第二电流引导装置的控制信号的输出的第二电阻分压器。
7.根据权利要求I所述的电路 其特征在于，所述差动输出节点包含所述差动输出节点中的第一个及所述差动输出节点中的第二个，及 所述反馈电路包含具有耦合到所述差动输出节点中的所述第二个的输入且具有经耦合以用于调整用于所述第一电流引导装置的控制信号的输出的第一电压控制信号源；及具有耦合到所述差动输出节点中的所述第一个的输入且具有经耦合以用于调整用于所述第二电流引导装置的控制信号的输出的第二电压控制信号源。
8.根据权利要求I所述的电路，其特征在于，所述反馈电路包含有源信号缩放电路。
9.根据权利要求I所述的电路，其特征在于，所述反馈电路包含基于所述差动输出节点处的电压电平缩放所述互补引导控制信号的电路。
10.根据权利要求I所述的电路，其特征在于，它还包含 第一开关装置，用于接收所述互补引导控制信号中的第一个，且控制所述电流引导装置中的第一个选择性地将所述电流源耦合到所述差动输出节点中的第一个；及第二开关装置，用于接收所述互补引导控制信号中的第二个，且控制所述电流引导装置中的第二个选择性地将所述电流源耦合到所述差动输出节点中的第二个。
11.根据权利要求10所述的电路，其特征在于 所述第一切换装置将第一控制信号耦合到所述电流引导装置中的所述第一个，以使所述电流引导装置中的所述第一个导电，从而将所述电流源耦合到所述差动输出节点中的所述第一个，所述反馈电路中的第一个基于所述差动输出节点中的所述第二个处的电压电平来改变所述第一控制信号的幅值，及 所述第二切换装置将第二控制信号耦合到所述电流引导装置中的所述第二个，以使所述电流引导装置中的所述第二个导电，从而将所述电流源耦合到所述差动输出节点中的所述第二个，所述反馈电路中的第二个基于所述差动输出节点中的所述第一个处的电压电平来改变所述第二控制信号的幅值。
12.根据权利要求I所述的电路，其特征在于 所述电流引导装置包含具有在共用节点处耦合到所述电流源的第一端子且具有耦合到所述差动输出节点中的第一个的第二端子的第一电流引导装置；及具有在所述共用节点处耦合到所述电流源的第三端子且具有耦合到所述差动输出节点中的第二个的第四端子的第二电流引导装置， 所述反馈电路具有相关联的缩放功能，所述反馈电路的所述缩放功能防止所述差动输出节点上的可变电压实质上改变所述共用节点处的所述电压，从而引起所述电流引导装置在其导电状态中呈现所述预界定等效输出阻抗，且缩放因子由在制造所述电流引导电路时执行的工艺中的至少一个来设置，或在所述电流引导电路加电时设置，或由用户设置。
13.根据权利要求I所述的电路，其特征在于 所述电流引导装置包含具有在共用节点处耦合到所述电流源的第一端子且具有耦合到所述差动输出节点中的第一个的第二端子的第一电流引导装置；及具有耦合到所述共用节点处的所述电流源的第三端子且具有耦合到所述差动输出节点中的第二个的第四端子的第二电流引导装置， 所述反馈电路具有相关联的缩放功能，所述反馈电路的所述缩放功能防止所述差动输出节点上的可变电压实质上改变所述共用节点处的所述电压，从而引起所述电流引导装置在其导电状态中呈现所述预界定等效输出阻抗，且所述缩放因子在操作期间通过以下至少一种操作而自动设置跟踪所述电流引导装置的参数或跟踪输出负载条件或跟踪输出信号幅值。
14.根据权利要求I所述的电路，其特征在于，所述预界定等效输出阻抗为实质上无限的等效输出阻抗。
15.—种数字/模拟转换器DAC，其特征在于，它包含 多个电流引导电路，每一电流引导电路具有两个差动输出节点 两个差动输出总线，用于连接到所述差动输出节点中的相应差动输出节点，所述电流引导电路中的至少一个包含 控制端子，用于接收互补引导控制信号； 电流源，用于产生供按所述互补弓I导控制信号指弓丨而被引导的电流； 电流引导装置，用于选择性地将所述电流源耦合到所述两个差动输出节点之一；及多个反馈电路，用于将所述差动输出节点耦合到所述控制端子，所述电流引导装置在其导电状态中呈现预界定等效输出阻抗。
16.—种在两个差动输出端子之间引导电流的方法,所述方法包含 产生电流； 提供用于多个电流引导装置的控制信号，以选择性地将所述电流指引到所述差动输出端子之一；及 实质上与存在于所述差动输出端子处的信号成比例地调制所述控制信号，以便维持预界定等效输出阻抗。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述预界定等效输出阻抗为实质上无限的差动输出阻抗。
18.—种在两个差动输出端子之间产生反映输入数字信号的差动模拟输出信号的方法，所述方法包含 产生多个电流； 响应于所述输入数字信号提供用于多个电流引导装置的控制信号，以便选择性地将所述多个电流指引到所述差动输出端子中的一个或另一个；及 与存在于所述差动输出端子处的信号成比例地调制所述控制信号中的至少一个，以便实质上消除所述差动模拟输出信号的失真。
全文摘要
本发明涉及一种差动电流引导CS电路，其使用来自差动输出节点A及B的反馈来引起电流引导装置(例如，MOSFET)在导电时有效地展现无限输出阻抗。因此，输出节点A或B上的信号不会显著地改变共用节点处的电压。当所述差动输出节点被连接到数字/模拟转换器中的差动输出总线时，所述电路特别有用。所述电路通过反馈动态地消除由存在于“引导”输出节点处的信号在所述共用节点处诱发的信号。因此，CS电路在所述共用节点与所述输出节点之间有效地呈现无限输出阻抗。在一些情况下，可能期望不对CS电路产生实质上无限的输出阻抗，而是将所述阻抗控制到预界定水平以抵抗系统中的其它失真。
文档编号G05F1/565GK102759943SQ20121012965
公开日2012年10月31日 申请日期2012年4月27日 优先权日2011年4月28日
发明者弗洛林·A·奥普雷斯库, 詹姆斯·L·布鲁贝克 申请人:凌力尔特公司