一种软件控制的基线调节电路的制作方法

本发明涉及一种信号处理电路，尤其是涉及一种软件控制的基线调节电路。

背景技术：

在微小信号测量过程中，信号调理电路通常必不可少，为使模拟信号能最佳匹配于AD转换器的输入范围，信号调理电路通常要对传感器输出的原始信号进行幅度上的放大或缩小、基线抬高或降低。其中，基线的抬高或降低就是将信号整体抬高或降低，即增加或减去一个直流偏置。

在绝大多数电路设计中，采用固定直流偏置即可满足设计需求。根据对被测信号的具体大小和AD转换器的输入范围，计算需要的直流偏置，然后使用一个标准参考电压和信号运算电路为被测信号增加或减去一个固定的直流电压量。

但是在个别应用场合，固定的直流偏置无法获得理想的效果。比如被测信号动态范围比较大，自身基线不够稳定等。对于前者，信号调理电路放大倍数通常设计的比较小，允许软件动态配置ADC片上PGA，这种情况对于直流偏置使用的参考电压精度要求极高，否则经过ADC片上PGA放大之后信号会明显偏离ADC输入范围的中间区域；对于后者，自身基线的漂移如果不是有用信号的一部分，还可以采用高通滤波器解决，但如果信号的低频波动本身就是有用信号，则会进一步加剧模拟信号与AD输入范围不匹配的矛盾。

为了解决以上问题，可以考虑采用软件控制的基线调节方法，即需要在软件的控制下产生一个直流偏置信号。其中DAC是最容易想到的方式，但冗余度较大，成本明显偏高，而且需要信号运算电路来生成缺省的电压值，以保证在系统接通电源，软件尚未控制时模拟信号不会大幅度超出ADC的输入范围。另外，采用PWM加低通滤波的方式也可以得到所需要的模拟电压，但对于精确测量而言，纹波往往偏大，而且同样存在需要额外解决缺省电压值的问题。

技术实现要素：

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种调节精度高、可控的软件控制的基线调节电路。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种软件控制的基线调节电路，包括基础分压支路、PWM控制的并联支路、有源低通滤波电路以及信号运算电路，所述的基础分压支路包括两个相互串联的直流分压电阻，所述的PWM控制的并联支路与其中一个直流分压电阻并联，两个直流分压电阻的中间点依次连接有源低通滤波电路和信号运算电路，所述的PWM控制的并联支路包括相互串联的电阻R_p和MOSFET，所述的MOSFET的通断受外部PWM信号控制，通过软件控制PWM占空比变化，调节基线调节电路输出电压的大小。

所述的基础分压支路的总电压从电压参考芯片获取或使用电源稳压芯片输出的电源电压。

所述的PWM控制的并联支路可以采用N型MOSFET并联在基础分压支路的低压端电阻上，也可以采用P型MOSFET并联在基础分压支路的高压端电阻上。

所述的PWM信号的频率为20kHz～30kHz。

所述的PWM信号的占空比为0～100％。

所述的有源低通滤波电路包括一个二阶或三阶有源低通滤波器。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

(1)通过电阻分压和PWM结合的方式，可以在软件的控制下，非常精细的调节电路的输出电压，作为被测模拟信号的基线(即直流偏置)，一般只需要小范围调节，接通电源即获得缺省电压值。

(2)与其他软件可控的基线调节电路相比，电路极其简单有效，成本低，且容易把调节范围设计到恰好满足需要而没有冗余。

(3)基础分压支路的总电压从电压参考芯片获取或使用电源稳压芯片输出的电源电压，电压稳定。

(4)PWM信号的频率为20kHz～30kHz，有利于在低通滤波阶段的信号衰减，满足大多数测量电路对直流偏置纹波的要求。

(5)PWM信号的占空比为0～100％，可控制的调节范围大。

(6)有源低通滤波电路包括一个二阶或三阶有源低通滤波器，可以实现80dB以上的衰减，满足大多数测量电路对直流偏置纹波的要求。

附图说明

图1为实施例1基线调节电路的结构示意图；

图2为实施例2的电路示意图；

附图标记：

图1中，1为基础分压支路；2为PWM控制的并联支路；3为有源低通滤波器；4为信号运算电路；

图2中，5为被测对象或信号；6为标准参考点；7为前置放大电路；8为信号运算电路；9为片上集成了PGA的ADC；10为ADC芯片内部集成的PGA；11为ADC芯片内部的转换电路；12为ADC芯片的数字接口；13为本实施例基线调节电路中除去信号运算电路以外的部分。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

实施例1

本实施例设计的软件控制的基线调节电路如图1所示，整体上由四部分组成：基础分压支路1、PWM控制的并联支路2、有源低通滤波器3和信号运算电路4。所述的基础分压支路1是直流偏置电压产生的基础电路。从模拟电路部分取得一个稳定的直流电压V_ref，比如从电压参考芯片获取，或者使用电源稳压芯片输出的电源电压。对该直流电压使用二个温度特性较好的电阻R_H和R_L分压得到一个基础直流偏置电压，记为V_H。

PWM控制的并联支路2由一个温度特性较好的电阻R_P和一个N型MOSFET串联组成，该支路并联在基础分压支路1的低压端电阻R_L上，低压端电阻R_L接地。当MOSFET处于关断状态时，直流电压信号仅由基础分压支路1生成，此时的电压就是基础直流偏置电压高电平V_H，而当MOSFET开通时本支路的电阻并联到基础分压支路1的低压端电阻R_L上，使得分压支路输出低电平，记为V_L，此处的高电平V_H和低电平V_L并非一般数字电路中的电源电压和公共端电压，而是基线调节功能所需的直流偏置电压的上下范围。在实际应用中设计上述二个支路中的三个电阻时，应在满足基线调整需要的前提下尽量让高电平V_H和低电平V_L差值小一些，一方面可以减小纹波，提高测量精度，而另一方面，高低电平越接近，电路输出的缺省电压也更加理想。

当MOSFET在一个外部PWM信号的控制下工作时，分压支路和并联支路就会交替输出V_H和V_L，该电压信号的平均值与PWM信号的占空比成线性关系，调节PWM信号占空比即可达到基线调节的目的。PWM信号的频率通常选择在20kHz～30kHz范围，占空比0～100％。

有源低通滤波器3是一个二阶或三阶有源低通滤波器，通常截止频率可设定在5～10Hz。其目的是将前述电路输出的V_H与V_L交替的电压信号滤波处理为一个稳定的电压信号，该信号的大小等于输入信号的平均值。由于PWM信号频率在20kHz以上，对于截止频率5～10Hz的二阶低通滤波一般也能做到80dB以上的衰减，三阶低通滤波则能实现120dB以上的衰减，完全可以满足绝大多数测量电路对直流偏置纹波的要求。

以上三部分电路共同组成一个软件可控制的，小范围调节的直流偏置电压发生电路，该电压的软件可控范围是[V_L～V_H]，控制精细程度由PWM占空比分辨率决定，而输出的缺省值通常是V_H，配合信号运算电路4运用在信号调理电路中，则构成软件可控制的基线调节电路。

实施例2

图2为本发明的基线调节电路的某一种应用场合，并与现有基线调节方案进行对比。

在图2的应用中，差分型传感器将被测对象5与标准参考点6之差转换为一个电压信号，该信号直流成分远大于交流波动，且对于不同被测对象，交流波动的幅度相差很大，同时直流成分也随时间缓慢波动，要求精确测量该信号的所有波动。

前置放大电路7的作用是将传感器输出的信号幅度放大到与ADC输入范围相匹配，充分利用但不超出ADC的转换范围。

信号运算电路8的作用主要是对被测信号进行直流偏置，使得被测信号的电压波动范围处于ADC的输入范围。

片上集成PGA的ADC9，对于不同的被测对象，ADC芯片内部集成的PGA10可以支持软件进一步调节被测信号幅度，使其与ADC输入范围获得的更好的匹配，ADC芯片内部的转换电路11的作用是将模拟信号转换为数字量。

如果采用常规信号调理之后直接输入ADC，很难精确测量直流成分之上的小幅度波动，因为ADC的线性范围被幅度较大的直流成分所浪费。这种情况需要基线调节来提高测量的分辨率。

图2中示意了A、B、C三种基线调节方案。

方案A使用固定基线调节。由于需要考虑到直流成分的缓慢波动，电路使用的放大倍数必须控制的很小，否则信号容易超出ADC输入范围。如果要同时精确测量信号的直流成分与其上的波动波形，则要考虑使用软件控制的基线调节电路。

方案B使用了以DAC为核心的软件控制的基线调节电路，可以很好的定量消除信号中缓慢波动的直流成分，通过片上PGA配置一个较大的放大倍数，将交流成分放大到一个与ADC输入范围匹配的幅度，测量分辨率得到明显提高。同时在测量过程中，可以跟随直流成分的缓慢波动实时通过DAC调节基线水平，避免信号偏出ADC的输入范围。方案B的缺陷是：

基线可调范围大，对该应用来说有很大的冗余，且成本明显较高。另外在系统刚接通电源，软件尚未控制的一小段时间，通常缺省电压为0，也有个别DAC缺省电压为V_ref/2，都会使得此时输入ADC的信号大幅度偏离ADC允许范围。

方案C是本发明提出的软件控制的基线调节电路，采用图1的电路，根据被测信号基线的最大波动范围，估算基础分压支路的R_H和R_L，同时根据PWM占空比在0～100％区间可调估算并联支路合适的R_P值。测量过程中，如果信号基线偏高，信号峰值接近ADC输入范围上限时，通过加大PWM占空比，使得基线下移；反之则减小PWM占空比。同样，在消除基线波动后，片上PGA可配置一个较大的放大倍数，将交流成分放大到一个与ADC输入范围匹配的幅度，测量分辨率得到明显提高。本设计提出的电路简单有效，成本低，而且由于调节范围冗余小，所以可以获得更精细的调节效果。

实施例3

与实施例1不同的是，PWM控制的并联支路2由一个温度特性较好的电阻R_P和一个P型MOSFET串联组成，该支路并联在基础分压支路1的高压端电阻R_H上。基础分压支路的2个电阻R_H和R_L以及并联支路电阻R_P，这3个电阻需要根据实际应用中基线需要调节的范围计算，由于实施例1与实施例3并联方式不同，计算得到电阻值和调节方法不同。其余与实施例1相同。