电压调制器及模拟电路、数字系统电路的制作方法

本发明涉及模拟电源集成电路技术领域，尤其涉及一种电压调制器及模拟电路、数字系统电路。

背景技术：

电压调制器是当代模拟集成电路极为重要的组成部分，为串联型稳压电路、a/d和d/a转化器等提供基准电压，也是大多数传感器的稳压供电电源或激励源。

如图1所示，图1为现有技术提供的一种电压调节器电路结构示意图，传统的基于耗尽管实现的电压基准，第一晶体管mn0为耗尽型nmos，第二晶体管mn1为增强型nmos。假设流过第一晶体管mn0的电流为i0，则有如下公式：

其中，w0为mn0的沟道宽度，l0为mn0的沟道长度，μn为电子迁移率，cox为氧化层厚度，vthmn0为mn0的阈值。

由于参考电压vref等于第二晶体管mn1栅极和源极的压差vgsmn1，则有如下式子：

根据公式1和公式2可以得到:

其中由于第一晶体管mn0为耗尽型晶体管，其阈值电压vth0为负值，且为正温度系数；而第二晶体管mn1为增强型晶体管，其阈值电压vth1为正值，为负温度系数。因此合理调整k值，可以使得正负系数相互抵消，得到电压随温度变化相对较小的电压基准。传统耗尽管基准电路有两个优势：首先传统耗尽管基准电路功耗低，整个电路仅消耗一路电流，调节管子的宽长比，可以将功耗做到na级别；其次传统耗尽管基准电路面积小，整个电路简单，仅使用两个管子，没有使用运放，大大节省了芯片或者ip面积，易于集成。在实际电路系统设计中，往往需要电压调制器为数字系统电路以及模拟电路供电，而电压调制器需要满足的要求有三个方面：首先输出的电压值可以在设计时按照需求进行调整；其次能够驱动一定的负载且输出电压与负载大小无关；再次电压调制器输出电压与温度电源电压无关。

然而传统的耗尽管基准电路基于的原理是流过耗尽型第一晶体管mn0和增强型第二晶体管mn1漏端电流相同，从而得到vref与vth0以及vth1的线性表达式，如果在vref增加一路电阻负载做分压，那么耗尽型第一晶体管mn0以及增强型第二晶体管mn1漏端电流将不同，因此无法得到式如公式3所示的线性关系，这给温度系数调节带来很大的困难，这导致传统的电路基准电压没有驱动负载的能力，因此也无法使用分压方法输出多个不同的输出电压；根据公式3，由于vth0与vth1的温度系数是由工艺决定的，一旦工艺确定，为了得到趋近于零温度系数的基准电压，k值也将被确定，因此传统电路的vref值是由工艺决定的，而无法通过调节管子的尺寸去调节vref的值；综上所述两个缺点，该电压基准无法实现电压调制的功能，如果在vref后再加一个运放实现的驱动电路实现电压调制功能，然而这种方法大大地增加了功耗和面积，失去了耗尽管电路低功耗以及版图面积小这个最大的优势。

技术实现要素：

本发明的目的是克服上述技术问题，提供一种基于耗尽管的低静态功耗电压调制器。

一种基于耗尽管的低静态功耗电压调制器，包括：

电源端vdd、接地端gnd、第一晶体管mn0、第二晶体管mn1、第三晶体管mn2、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、输出端vout；其中，

所述第一晶体管mn0、所述第二晶体管mn1依次串接于所述电源端vdd与所述接地端gnd之间；

所述第三晶体管mn2、所述第一电阻r1、所述第二电阻r2及所述第三电阻r3依次串接于所述电源端vdd与所述接地端gnd之间；

所述输出端vout电连接至所述第三晶体管mn2和所述第一电阻r1串接形成的节点处。

优选的，还包括负载电阻rload，所述负载电阻rload串接于所述第三晶体管mn2和所述第一电阻r1串接形成的节点处与所述接地端gnd之间。

优选的，所述第一晶体管mn0和所述第三晶体管mn2为耗尽型nmos管，所述第二晶体管mn1为增强型nmos管。

优选的，所述第一晶体管mn0的栅极电连接至所述第三晶体管mn2的栅极且电连接至所述第一晶体管mn0的漏极串接形成的节点处。

优选的，所述第二晶体管mn1的栅极电连接至所述第二电阻r2和所述第三电阻r3串接形成的节点处。

优选的，所述输出端vout的输出电压用于驱动负载。

优选的，所述输出端vout具体用作数字电路或模拟电路的电源。

优选的，所述输出端vout的输出电压值通过所述第一电阻r1、所述第二电阻r2及所述第三电阻r3的阻值大小确定。

与相关技术相比，本发明提供的基于耗尽管的低静态功耗电压调制器的输出电压与温度无关。

其次，本发明提供的电压调制器输出电压可简单地根据电阻比例进行设计调整。

再者，通过电路的反馈机理，使得输出电压具有一定驱动负载的能力，且输出电压不随着负载变化而变化，实现了电压调制功能，可以作为其他小型电路的电源。

然后，本发明提供的电压调制器的输出电压可调范围大，最大值接近电源端vdd的值。

最后，对比直接在基准输出端增加基于运放的缓冲器(buffer)实现的电压调制器，本发明用更加简单的电路设计实现了电压调制功能，在功耗上本发明所提出的方法只增加了一路电流，合理调节电阻尺寸仍然能做到超低功耗(功耗在na级别)；同时本发明在面积上仅多增加了一个耗尽管做驱动以及若干电阻做分压，对比又增加运放又增加驱动管还增加电阻分压的方法面积小了许多，易于集成。本发明既保留了传统耗尽型基准电路功耗低，又保留了面积小易于集成的优势。

附图说明

图1是现有技术提供的一种电压调节器电路结构示意图；

图2是本发明实施例提供的一种基于耗尽管的低静态功耗电压调制器电路结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

请参阅图2，是本发明实施例提供的一种基于耗尽管的低静态功耗电压调制器电路结构示意图。

该低静态功耗电压调制器电路包括：电源端vdd、接地端gnd、第一晶体管mn0、第二晶体管mn1、第三晶体管mn2、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、输出端vout；其中，所述第一晶体管mn0、所述第二晶体管mn1依次串接于所述电源端vdd与所述接地端gnd之间所述第三晶体管mn2、所述第一电阻r1、所述第二电阻r2及所述第三电阻r3依次串接于所述电源端vdd与所述接地端gnd之间；所述输出端vout电连接至所述第三晶体管mn2和所述第一电阻r1串接形成的节点处。

可选地，还包括负载电阻rload，所述负载电阻rload串接于所述第三晶体管mn2和所述第一电阻(r1串接形成的节点处与所述接地端gnd之间。

可选地，所述第一晶体管mn0和所述第三晶体管mn2为耗尽型nmos管，所述第二晶体管mn1为增强型nmos管。

进一步地，所述第一晶体管mn0的栅极电连接至所述第三晶体管mn2的栅极和所述第一晶体管mn0的漏极串接形成的节点处。

进一步地，所述第二晶体管mn1的栅极电连接至所述第二电阻r2和所述第三电阻r3串接形成的节点处。

本实施例，对比直接在基准输出端增加基于运放的缓冲器(buffer)实现的电压调制器，本发明用更加简单的电路与方式实现了电压调制功能，保留了传统耗尽型基准电路功耗低，面积小易于集成的优势。

实施例二

请再次参阅图2，本实施例在上述实施例的基础上对本发明的低静态功耗电压调制器电路结构进行详细描述。具体如下：

第一晶体管mn0的漏极连接电源端vdd，第一晶体管mn0的栅极短接，同时与第三晶体管mn2的栅极连接，源极连接第二晶体管mn1的漏极；

第二晶体管mn1的栅极连接第一电阻r2与第二电阻r3的节点b处，源极连接接地端gnd；

第三晶体管mn2的漏极连接电源端vdd，源极连接第一电阻r1与输出端vout的节点a处；

第一电阻r1的一端连接第三晶体管mn2与输出端vout的节点a处，另一端连接至第二电阻r2，第二电阻r2的另一端连接至第二晶体管mn1的栅极与第三电阻r3的节点b处，第三电阻r3另一端连接接地端gnd；

负载电阻rload的一端连接接地端gnd，另一端连接输出端vout。

本实施例中，第一晶体管mn0为栅极短接的耗尽型nmos管，其栅极同时也与第三晶体管mn2的栅极相连，第三晶体管mn2为耗尽型nmos管，其源极经过一连串电阻分压与第二晶体管mn1的栅级相连，第二晶体管mn1为增强型nmos。这种实施方式仅输出一路电压，该输出电压可根据电阻的比例大小进行调节，该电压具有一定的驱动负载的能力，且负载的变化不会影响到输出电压的值以及温度系数。

假设流过第一晶体管mn0的电流为imn0，则有如下公式：

其中，wmn0为mn0的沟道宽度，lmn0为mn0的沟道长度，cox为氧化层厚度，μn为电子迁移率，vthmn0为mn0的阈值。

第二晶体管mn1的栅极电压vgmn1等于vgsmn1，其中vgsmn1为第二晶体管mn1栅极和源极的压差，vgsmn1与imn0有如下关系：

其中，wmn1为mn1的沟道宽度，lmn1为mn1的沟道长度，cox为氧化层厚度，μn为电子迁移率，vthmn1为mn1的阈值,vgsmn1为mn1栅源两端的压差。

根据公式(4)和公式(5)可以得到如下公式：

其中公式(6)与公式(3)类似，由此可知合理选择第一晶体管mn0以及第二晶体管mn1的宽长比，可以得到和温度无关的vgmn1。此时，流过第一电阻r1、第二电阻r2和第三电阻r3的电流ir有如下表达式:

该电流由第三晶体管mn2提供，当流经负载电阻rload的电流iload减小时，流过第三电阻r3的电流ir会相应增大，那么第三电阻r3产生的压降也将增大，意味着vgmn1上升，流过第二晶体管mn1的漏极电流随着vgmn1的增大而增大，根据沟道调制效应，由于第一晶体管mn0的vgsmn0固定为0v，其中vgsmn0为第一晶体管mn0栅极和源极的压差，因此第一晶体管mn0的漏极电压差将相应地增大来提供增大的漏极电流，这意味着，第一晶体管mn0的源极电压vsmn0将相应地减小，第三晶体管mn2的栅极电压vgmn2等于第一晶体管mn0的源极电压vsmn0，因此第三晶体管mn2的栅极电压vgmn2也将减小，那么流经第三晶体管mn2的电流imn2将减小，从而第三电阻r3的电流将降低。该反馈机制简化显示如下：

iload↓→ir↑→vgmn1↑→vsmn0＝vgmn2↓→imn2↓→ir↓

同理，当iload增大时，有如下简要的反馈机制：

iload↑→ir↓→vgmn1↓→vsmn0＝vgmn2↑→imn2↑→ir↑

因此该电路的反馈机制可以使得第三晶体管mn2栅端电压自动调节以提供稳定的流过第三电阻r3的电流，从而得到稳定的第二晶体管mn1的栅极电压vgmn1，以下是vgmn1的变化值δvgmn1与iload变化值δiload之间的关系：

δvgmn2＝δvgmn1gmn1(rmn1//rmn0)(8)

δiload＝δvgmn2gmn2(9)

其中gmn1、gmn2分别为第二晶体管mn1和第三晶体管mn2的跨导，rmn1、rmn0分别为第一晶体管mn0和第二晶体管mn1的小信号阻抗，调节管子尺寸合理增大gmn1gmn2(rmn1//rmn0)，δvgmn1便可忽略不计，从而达到输出与负载无关的性能。

vgmn1由公式6所决定，与电源电压以及温度均无关。流过第一电阻r1、第二电阻r2和第三电阻r3的电流均为ir，因此输出端vout的输出电压与vgmn1是单纯电阻分压关系，表达式如下：

(1)根据公式11，由于电阻的温度系数可以相互抵消，因此输出端vout的的输出电压的温度系数与vgmn1相同，只要合理选取k值，便可实现与温度无关。

(2)根据公式11还可以知道，根据调整各个电阻的比值，便能够得到不同的输出电压；

(3)由于第一晶体管mn0和第三晶体管mn2为耗尽型nmos管，因此vgmn2＝vsmn0最高可以达到(vdd-vdsmn0),其中vdsmn0为第一晶体管mn0漏极和源极的压差，vdd为电源电压，由此可见输出端vout的输出电压被min{vdd-vdsmn0-vthmn2，vdd-vdsmn2}所限制，由于vthmn2为负值，且一般的|vthmn2|>|vdsmn0|，因此输出端vout的输出电压主要被(vdd-vdsmn2)所限制，通过增大第三晶体管mn2的宽长比，可以减小vdsmn2，其中vdsmn2为第三晶体管mn2漏极和源极的压差，最终输出端vout的输出电压的范围可以达到接近vdd的程度，因此该发明的输出电压范围可以达到(0,vdd)；

(4)由于负反馈的作用，电路会通过调制第三晶体管mn2栅端电压稳定vgmn1，从而使输出端vout的输出电压不随负载变化而变化，因此该电压调制电路具有驱动负载的能力，因此可以为数字系统电路以及模拟电路提供电源；

(5)对比直接在耗尽管基准电压输出端添加基于运放的buffer从而实现电压调制的方式，在功耗上本发明所提出的方法只增加了一路电流，合理调节电阻尺寸仍然能做到超低功耗(功耗在na级别)；同时本发明在面积上仅多增加了一个耗尽管做驱动以及若干电阻做分压，对比又增加运放又增加驱动管还增加电阻分压的方法面积小了许多，易于集成。

至此，完成所述基于耗尽管的低静态功耗电压调制器。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其它相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。