一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器的制作方法

本发明属于集成电路设计领域，具体来讲是一种面向物联网终端设备的具有很大驱动能力的放大器。

背景技术：

电压驱动器本质上来说就是一个运算放大器，只是其具有的驱动能力比普通的运放更大。全差分运算放大器的输出信号和输入信号均为差分信号，由于其在噪声、电压摆幅、带宽频率和单位增益等方面都显示出较好的优越性，所以全差分的形式便经常成为高性能的代名词。传统的差分放大器常见的有单级和两级差分放大器，而单级全差分运放还可以分成简单的全差分、套筒式共源-共栅和折叠式共源-共栅这三种结构。

(1)如图1所示为一个简单的单级差分放大器，Vdd表示电源电压，M1和M2构成输入差分对，M3和M4构成负载，这种放大器的增益表示为：

Av≈gm1(ro1||ro3)

其中：gm1表示输入管M1跨导，ro1和ro3表示M1和M3管的输出电阻。

(2)在模拟电路的设计过程中，共源-共栅结构的运算放大器是应用最广泛的一种，其能在保持频率特性优秀的前提下，实现电压增益的最大化。选择这种结构的目的，大多数都是为了尽可能大的提高增益。共源-共栅结构的运算放大器主要分为套筒式和折叠式两种。套筒式共源-共栅运算放大器的结构如图2所示，对比于简单结构运放，套筒式共源-共栅结构增加了两对NMOS管，使得运放增益得到相当大的改善。该电路中输入管的跨导仍为gm1，输入阻抗约增大为(gm4ro4)ro2||(gm6ro6)ro8，由此可以得到该电路的增益为：

Av≈gm1[(gm4ro4)ro2||(gm6ro6)ro8]

由此可见套筒式结构要比简单结构的增益提高许多。

如果对单级套筒式结构来说增益还是不够的话就需要增加一级采用两级运放结构，对两级运放结构来说其增益等于前后两级运放的增益乘积，这样可以有效的提升运放的增益，如图3所示为一个简单的两级运放电路结构。但两级运放通常稳定性较差，即相位裕度较低，这时候通常需要使用稳定性补偿技术来使其稳定，一般采用米勒补偿技术，即在运放的第一级输出和第二级输出之间跨接一个电容从而调整整个电路的主极点和次级极点之间的位置起到提高相位裕度的效果，如图3中的电容Cc，但是这种补偿会增加一个右半平面零点，这是通过米勒电容的前馈路径得到的，右半平面零点增加了相移，但是幅度是增加的，会导致相位裕度减小，要转移或者抵消这个零点需要用到其他的技术，如添加调零电阻等。

技术实现要素：

传统的两级运放为了保证电路稳定性和足够的相位裕度，使用米勒补偿技术来进行补偿，但这种补偿降低了电路的带宽并引入了新的右半平面零点。本发明在此提供一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器，不使用米勒电容来进行补偿，采用电阻分压的形式稳定电路，不需要高精度的米勒电容，降低了芯片成品及芯片面积。同时，本发明偏置电路部分引入了反馈，提高了电路的稳定性；两级放大器的第二级使用源极跟随器增加了整体的驱动能力。

本发明是这样实现的，构造一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器，其特征在于：

所述高能效电压驱动器包括两级运放，其左侧为运放的第一级，右侧为运放的第二级；运放第一级采取折叠式共源共栅的结构，第二级是源极跟随器；

其中，对于运放的第一级来讲，其组成包括MOS管M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M9、M10、M11、M12、M13、M14；其中，MOS管M1、M2为差分输入对管，M7、M8和M1、M2形成共源共栅，MOS管M3、M4提供尾电流，MOS管M5、M6提供电流，MOS管M9到M14是第一级的负载，MOS管M8的漏极为第一级的输出Vout1，MOS管M10的漏极与第二级的输入Vin相连。

另一方面，所述一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器，其特征在于：对于运放的第一级来讲，在直流DC情况下，第一级的输出Vout1比Vin高Vgs，Vout2比Vin高Vgs，所以Vout2与Vout1在直流情况下几近相等；VO相当于是Vout1和Vout2之间的电阻分压，由此可知VO的直流电压为0；其作用是使电路很好地用电阻分压对电路进行补偿，避免使用米勒电容补偿新引入的不足，且避免使用高精度电容。

另一方面，所述一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器，其特征在于：第二级的源极跟随器，其增益为1，主要目的是增加整体的驱动能力。

另一方面，所述一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器，其特征在于：第二级的源极跟随器其组成包括MOS管M15、M16、M17以及电阻R1和R2；电阻R1与第一级的输出Vout1连接。

另一方面，所述一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器，其特征在于：所述高能效电压驱动器还包括偏置电路部分；其组成包括MOS管M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M9、M10、M11、M12、M13、M14、M15、M16、M17、M18、M19、M20、M21、M22、M23、M24、M25、M26、M27、M28；

其对应的NIB端为从基准电路部分引入的电流；

MOS管M11的源极记作A点，MOS管M11的漏极记作B点，MOS管M12的漏极记作C点，MOS管M14的源极记作D点，其中A点与D点相连接。由于MOS管M11作电流镜接法，所以其电流由NIB决定，而与MOS管M11、M12无关，因此若A点电压升高，为保证电流不变，B点电压升高，则C点电压降低，相应地D点电压降低，因此形成了负反馈；MOS管M14的漏极电流即为运放部分的电流I；而偏置nbias1由MOS管M18的漏极引出，nbias2由MOS管M12的漏极引出，nbias3由MOS管M18的漏极引出。

本发明具有如下优点：发明在此提供一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器，不使用米勒电容来进行补偿，采用电阻分压的形式稳定电路，不需要高精度的米勒电容，降低了芯片成品及芯片面积。同时，本发明偏置电路部分引入了反馈，提高了电路的稳定性；两级放大器的第二级使用源极跟随器增加了整体的驱动能力。换句话说，本发明经过以上说明，具有驱动能力更大，成本降低，芯片面积减小，电路更加稳定等优点。与此同时，本发明没有使用米勒补偿技术进行稳定性补偿，而是巧妙地运用电阻分压来进行补偿，很好地规避了高精度电容的使用，降低了实现的难度。

附图说明

图1为简单的全差分运放结构示意图；

图2为套筒式共源-共栅运算放大器示意图；

图3为一个简单的两级运放结构示意图；

图4为本发明驱动器主体部分示意图；

图5为本发明偏置电路示意图。

具体实施方式

下面将结合附图1-图5对本发明进行详细说明，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明通过改进在此提供一种面向物联网终端设备的高能效电压驱动器；如图4-图5所示，可以按照如下方式予以实施；

本设计的驱动器主体电路如图4所示；其本质上就是一个两级的运放，虚线左侧为运放的第一级，右侧为运放的第二级。运放第一级采取折叠式共源共栅的结构，第二级是很简单的源极跟随器。

第一级M1、M2为差分输入对管，M7、M8和M1、M2形成共源共栅，M3、M4提供尾电流，M5、M6提供电流，M9到M14是第一级的负载，M8的漏极为第一级的输出Vout1，M10的漏极与第二级的输入Vin相连。第一级就是一个很标准的折叠式共源共栅放大器结构。第二级是很简单的源极跟随器，增益为1，主要目的是增加整体的驱动能力。

在直流DC情况下，Vout1比Vin高Vgs，Vout2比Vin高Vgs，所以Vout2与Vout1在直流情况下几近相等。VO相当于是Vout1和Vout2之间的电阻分压，由此可知VO的直流电压为0。电路很好地用电阻分压对电路进行了补偿，避免使用米勒电容补偿新引入的不足，且避免使用高精度电容，降低了成本及面积。

如图5所示为本设计的偏置电路部分。NIB为从基准电路部分引入的电流。如图M11的源极记作A点，M11的漏极记作B点，M12的漏极记作C点，M14的源极记作D点，其中A点与D点相连接。由于M11作电流镜接法，所以其电流由NIB决定，而与M11、M12无关，因此若A点电压升高，为保证电流不变，B点电压升高，则C点电压降低，相应地D点电压降低，因此形成了负反馈。M14的漏极电流即为运放部分的电流I。而偏置nbias1由M18的漏极引出，nbias2由M12的漏极引出，nbias3由M18的漏极引出。

经过以上说明，对于本发明所提供的面向物联网终端设备的高能效电压驱动器来讲，具有驱动能力更大，成本降低，芯片面积减小，电路更加稳定等优点。与此同时，本发明没有使用米勒补偿技术进行稳定性补偿，而是巧妙地运用电阻分压来进行补偿，很好地规避了高精度电容的使用，降低了实现的难度。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。