宽输入电压范围的辅助电源供应电路的制作方法

1.本发明有关一种电源供应电路，特别是指宽输入电压范围的辅助电源供应电路。


背景技术：

2.宽输入电压范围直流电源转换器的特色是可接收低电压至高电压的输入电压范围，并经转换后产生一输出电压，该输出电压可保持在一定值，以供应给下一级电路(负载)。举例来说，该宽输入电压范围直流电源转换器的电路架构例如可包含变压器、工作电压转换电路、集成电路(ic)、反馈电路与晶体管
…
等电子元件，所述集成电路(ic)可例如为脉宽调变控制器(pwm controller)等。
3.于前述宽输入电压范围直流电源转换器中，所述电子元件的工作电压是来自该工作电压转换电路，该工作电压转换电路可例如为一降压式电路(buck converter)，该降压式电路所接收的输入电压与该直流电源转换器相同，也是落在宽输入电压范围中，该降压式电路将输入电压转换成所述电子元件所需的工作电压。
4.稳定的工作电压是每个电子元件维持正常运作的基本要求，然而，该降压式电路在实际操作时，在达到稳压状态以前，例如该降压式电路的输入电压大小与输出电压(即工作电压)的大小接近时，该降压式电路的输出电压的波形会发生涟波(ripple)的不稳定现象，导致提供给所述电子元件的工作电压不稳定，直接影响所述电子元件的正常运作。


技术实现要素：

5.本发明的主要目的是提供一种宽输入电压范围的辅助电源供应电路，供电连接宽输入电压范围直流电源转换器的工作电压转换电路，以在所述工作电压转换电路达到稳压状态前，由本发明提供所述电子元件所需的稳定工作电压，以期克服先前技术所述电子元件未能接收稳定工作电压而无法正常运作的缺点。
6.本发明宽输入电压范围的辅助电源供应电路供电连接一宽输入电压范围直流电源转换器的一工作电压转换电路，且包含：
7.一电压随耦单元，包含：
8.一电子开关，具有一第一端、一第二端与一控制端，该第一端电连接该工作电压转换电路的一电压输入端，该第二端电连接该工作电压转换电路的一电压输出端；
9.一电阻器，电连接于该电子开关的第一端与控制端之间；及
10.一稳压二极管，其阴极端电连接该电子开关的控制端；以及
11.一电压比较单元，包含一检测端与一输出端，该检测端电连接该工作电压转换电路的电压输入端，该电压比较单元的输出端电连接该电子开关的控制端。
12.如前所述的宽输入电压范围的辅助电源供应电路，该电压随耦单元的电子开关为一第一电子开关，该稳压二极管的击穿电压小于一门槛电压，该门槛电压等于该工作电压转换电路的一稳态输出电压，该稳压二极管的击穿电压小于该稳态输出电压；该电压比较单元包含：一比较器，具有一正相输入端、一反相输入端与一输出端，该正相输入端作为该
电压比较单元的该检测端，该反相输入端电连接一参考电压，该参考电压对应一保护电压，该保护电压大于该门槛电压；以及一第二电子开关，具有一第一端、一第二端与一控制端，该第二电子开关的第一端作为该电压比较单元的该输出端，该第二电子开关的第二端供接地，该第二电子开关的控制端电连接该比较器的输出端。
13.如前所述的宽输入电压范围的辅助电源供应电路，该第一电子开关为双极性结晶体管，其第一端、第二端与控制端分别是集电极端、发射极端与基极端。
14.如前所述的宽输入电压范围的辅助电源供应电路，该第二电子开关是n通道金属氧化物半导体场效晶体管，其第一端、第二端与控制端分别是漏极端、源极端与栅极端。
15.当该工作电压转换电路所接收的输入电压与其稳压状态时的输出电压接近时，该输出电压产生电压涟波(ripple)的不稳定现象，此时根据本发明宽输入电压范围的辅助电源供应电路的电路架构，在该电压随耦器中，当输入电压上升至稳压二极管击穿前，该电子开关的第二端的电压约等于输入电压，可直接提供作为辅助电压给该宽输入电压范围直流电源转换器的电子元件；当输入电压上升至稳压二极管击穿后，该电子开关的第二端可提供稳压后稳定的辅助电压给所述电子元件。如前所述，在输入电压上升至稳压二极管击穿之前与之后，都可让所述电子元件可在稳定工作电压之下正常运作，克服先前技术所述电子元件未能接收稳定工作电压而无法正常运作的缺点。随着该输入电压变大，当该工作电压转换电路达到稳压状态后，其输出电压已稳定，该电压比较单元可关闭该电压随耦单元的电子开关。
附图说明
16.图1为本发明宽输入电压范围的辅助电源供应电路的实施例电连接一宽输入电压范围直流电源转换器的方块示意图。
17.图2为本发明宽输入电压范围的辅助电源供应电路的实施例电路示意图。
18.图3为本发明宽输入电压范围的辅助电源供应电路的实施例电路示意图。
19.图4为本发明宽输入电压范围的辅助电源供应电路的实施例电压时序图。
20.附图标号说明：
21.10宽输入电压范围直流电源转换器
22.100工作电压转换电路
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101电压输入端
23.102电压输出端
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200辅助电源供应电路
24.20电压随耦单元
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300输出端
25.30电压比较单元
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31比较器
26.vin输入电压
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vout输出电压
27.v
b
输出电压
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vcc工作电压
28.q1电子开关
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r3电阻器
29.zd1稳压二极管
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v
e
辅助电压
30.v
det
检测端
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r1电阻器
31.r2电阻器
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q2第二电子开关
32.v
z
击穿电压
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
c1电容器
33.v
x
电子开关的控制端的电压
具体实施方式
34.以下配合图式及本发明的较佳实施例，进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段。
35.请参考图1，本发明宽输入电压范围的辅助电源供应电路200可供应用在一宽输入电压范围直流电源转换器10，该宽输入电压范围直流电源转换器10的特色是可接收低电压至高电压的输入电压范围，并经转换后产生一输出电压vout，该输出电压vout可保持在一定值，以供应给下一级电路(负载)。一般来说，该宽输入电压范围直流电源转换器10的电路架构例如可包含变压器、工作电压转换电路、集成电路(ic)、反馈电路与晶体管
…
等电子元件，且所述电子元件的工作电压是来自所述工作电压转换电路；举例而言，所述集成电路(ic)可例如为脉宽调变控制器(pwm controller)
…
等。
36.请参考图2，该工作电压转换电路100具有一电压输入端101与一电压输出端102，该电压输入端101供接收直流的一输入电压vin，该输入电压vin的范围为宽输入电压范围，该电压输出端102产生一输出电压v
b
。当该输入电压vin大于一门槛电压，该工作电压转换电路100可达到稳压状态，让该输出电压v
b
可保持在一定值而形成一稳态输出电压，该稳态输出电压可供作为所述电子元件的工作电压vcc，其中，该门槛电压可等于该稳态输出电压；举例来说，该输入电压vin可为落在0v至160v的直流电压范围之内，该稳态输出电压与该门槛电压可为12v的定值，但不以前述电压值为限。该工作电压转换电路100可例如为现有的降压式(buck)电路、顺向式(forward)电路、返驰式(flyback)电路与推挽式(push-pull)电路
…
等，该工作电压转换电路100在此以降压式(buck)电路为例。
37.如图2所示，本发明辅助电源供应电路200的实施例包含一电压随耦单元20与一电压比较单元30。
38.该电压随耦单元20包含一电子开关q1、一电阻器r3与一稳压二极管(zener diode)zd1。该电子开关q1为三端元件而具有一第一端、一第二端与一控制端，该第一端电连接该工作电压转换电路100的电压输入端101，该第二端电连接该工作电压转换电路100的电压输出端102，且该第二端用以输出一辅助电压v
e
，该辅助电压v
e
可略小于该稳态输出电压，例如可小于1v；该电阻器r3电连接在该电子开关q1的第一端与控制端之间；该稳压二极管zd1的阴极端电连接该电子开关q1的控制端，该稳压二极管zd1的阳极端可接地，该稳压二极管zd1的击穿电压v
z
小于该稳态输出电压。其中，该电子开关q1可为晶体管，例如双极性结晶体管(bjt)，但不以此为限，图2所示的实施例中，该电子开关q1的第一端是集电极端(collector)，其第二端是发射极端(emitter)，其控制端是基极端(base)。是以，该电子开关q1与该电阻器r3的连接架构形成发射极随耦器(emitter follower)，当该电子开关q1导通时，该辅助电压v
e
为该电子开关q1的基极电压减0.7v；当该电子开关q1截止，该辅助电压v
e
关闭而无输出。
39.该电压比较单元30包含一检测端v
det
与一输出端300，该检测端v
det
电连接该工作电压转换电路100的电压输入端101以检测该输入电压vin的大小，图2所示的实施例中，该电压比较单元30的检测端v
det
通过两个电阻器r1、r2形成的分压电路以检测该输入电压vin的大小；该电压比较单元30的输出端300电连接该电子开关q1的控制端，以依据该输入电压vin的大小驱动该电子开关q1导通或截止。
40.在本发明的实施例中，请参考图3，为方便说明，该电压随耦单元20的电子开关q1
称为第一电子开关，该电压比较单元30的可行实施例可包含一比较器31与一第二电子开关q2。
41.该比较器31具有一正相输入端、一反相输入端与一输出端，该正相输入端作为该电压比较单元30的该检测端v
det
，该反相输入端电连接一参考电压vref，该参考电压vref对应一保护电压，该保护电压大于该门槛电压，且该参考电压vref可等于该保护电压在电阻器r2的分压，如承前所述的电压值，该门槛电压可为12v，该保护电压可为15v；该第二电子开关q2为三端元件而具有一第一端、一第二端与一控制端，该第二电子开关q2的第一端作为该电压比较单元30的该输出端300，该第二电子开关q2的第二端可供接地，该第二电子开关q2的控制端电连接该比较器31的输出端。其中，该第二电子开关q2可为晶体管，例如双极性结晶体管(bjt)或场效晶体管(fet)，但不以此为限，图3所示的实施例中，该第二电子开关q2是以n通道金属氧化物半导体场效晶体管(n-channel mosfet)为例，其第一端是漏极端(drain)，其第二端是源极端(source)，其控制端是栅极端(gate)。
42.以下配合图4所示的波形图说明基于本发明电路架构所达成的技术功效。该工作电压转换电路100是否达到稳压状态，是根据该输入电压vin是否大于该门槛值。该输入电压vin从0v开始看起，在时间点t1之前，基于发射极随耦器的特性，该电子开关q1的第二端的电压约等于输入电压vin，可直接提供作为辅助电压v
e
给该宽输入电压范围直流电源转换器10的电子元件，此时该输入电压vin仍小而无法导致该稳压二极管zd1击穿，该检测端v
det
的电压也小于该参考电压vref，使该比较器31输出低电位，该第二电子开关q2截止，该电子开关q1的控制端的电压v
x
可参考图4。
43.在时间点t1至t2之间，该输入电压vin接近该输出电压v
b
，导致该工作电压转换电路100未达稳压状态，故该输出电压v
b
在时间点t1至t2之间的波形可见不稳定的电压涟波(ripple)而有电压降，此时，该输入电压vin大到能导致该稳压二极管zd1击穿，该电子开关q1的控制端的电压v
x
保持在该稳压二极管zd1的击穿电压v
z
，该击穿电压v
z
可导通该电子开关q1，故v
e
＝v
z-0.7(v)。因为该电子开关q1是导通的，故能输出辅助电压v
e
以供应所述工作电压vcc，由辅助电压v
e
补足电压涟波的电压降，藉以维持工作电压vcc的稳定。在时间点t1至t2之间，该输入电压vin仍小于该门槛电压，该检测端v
det
的电压仍小于该参考电压vref，该第二电子开关q2仍截止。
44.在时间点t2至t3之间，该输入电压vin达该门槛电压，代表该工作电压转换电路100达稳压状态，而可输出稳定的输出电压v
b
(稳态输出电压)作为所述工作电压vcc。此时，该输入电压vin仍未达该保护电压，故该检测端v
det
的电压仍小于该参考电压vref，该第二电子开关q2仍截止。另一方面，如前所述，该稳压二极管zd1的击穿电压v
z
小于稳压后保持在定值的输出电压v
b
(稳态输出电压)，故对于该电子开关q1来说，其发射极端与基极端处在逆偏(reverse-bias)状态，导致辅助电压v
e
被动关闭，主要由该输出电压v
b
(稳态输出电压)提供该工作电压vcc。
45.在时间点t3之后，已由该输出电压v
b
(稳态输出电压)提供该工作电压vcc。当该输入电压vin达到该保护电压，使该检测端v
det
的电压大于该参考电压vref，该比较器31输出高电位，该第二电子开关q2导通，让该电压随耦器20的电子开关q1的基极端为低电位而截止。需说明的是，本发明在时间点t2至t3先让辅助电压v
e
被动关闭，而不是在时间点t2直接让该电子开关q1截止，如此可有效避免在高电压启动瞬间，辅助电压v
e
上升速度比输出电
压v
b
更快时，电子开关q1会瞬间承受高功率而导致烧毁的情形。
46.综上所述，当输入电压vin与门槛电压接近时，虽然该输出电压v
b
产生电压涟波(ripple)的不稳定现象，但通过本发明的该电压随耦器20的电子开关q1的第二端提供相对稳定的辅助电压v
e
，达到让所述电子元件可在稳定工作电压vcc之下正常运作的技术功效。当输入电压vin大于该门槛电压，代表该工作电压转换电路100进入稳压状态，故改由其电压输出端102提供输出电压v
b
(稳态输出电压)作为工作电压vcc给所述电子元件。整体来看，不论输入电压vin在低电压或高电压，所述工作电压vcc都是稳定的，确保所述电子元件能正常运作。
47.以上所述仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明做任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案的范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。