一种新型增益温度补偿的控制电路的制作方法

1.本发明属于电路设计技术领域，具体涉及一种新型增益温度补偿的控制电路。


背景技术：

2.现代通信系统和相控阵系统朝着宽带化、多通道化和调制模式高阶化发展，这就要求芯片增益随温度变化不敏感，但半导体材料本身的固有特性导致芯片内晶体管、电阻的特性在不同温度下变化较大，从而芯片的增益随着温度变化较大；在多通道复杂系统中，不同通道的增益变化直接影响了多进多出(mimo)系统和相控阵系统的接收灵敏度和发射线性。
3.为了补偿芯片的增益随着温度的变化，当前芯片温度补偿主要有以下三种模式：
4.(1)增益温度数字补偿：数字补偿主要架构是采用外置/内置的温度传感器检测芯片温度，根据检测的温度生成补偿数字码用来控制链路中的衰减器的增益。但当前架构的存在的问题包括：数字补偿架构采用数字编码和数字步进式增益调整，如果不与通信系统帧格式同步，会导致一帧数据因为温度补偿致增益突变，从而劣化系统信噪比；如果与通信系统帧格式同步，虽然可以避免上述问题，但是系统总体控制，增加了系统的复杂性和成本。
5.(2)正温度系数放大器进行增益补偿：由于半导体材料的固有特性，绝大部分放大器在高温下增益低于低温下的增益；采用高斜率温度系数的电压/电流源给放大器做偏置，从而使得放大器具有一定的正温度系数，从而实现链路增益补偿。通过正温度系数电流补偿后的放大器主要存在两个缺点：一是高低温电流出现极大/极小值，放大器线性下降明显；二是放大器补偿后的增益范围仍然较小，往往无法满足链路补偿需求。
6.(3)采用特定温度斜率电压控制衰减器/可变增益放大器的架构：传统的增益温度补偿电路，采用正/负温度系数的电压电流源通过不同的比例合成产生温度系数可调的电压/电流源用来控制衰减器/可变增益放大器的衰减器值；合成电压源的温度电压变化范围大和衰减器/可变增益放大器的增益范围大，实际上该方案拥有较大温度补偿范围和做到增益连续补偿，避免上述两个方案的缺点。但该方案仍存在以下缺点：一、温度补偿范围随着工艺的批次/不同芯片之间的波动而变化，导致在系统应用中出现补偿不一致性；二、温度增益曲线受限于温度系数电压合成和衰减器/可变增益放大器的增益控制特性，导致温度补偿的斜率在不同温度不一致且不可控制，系统应用出现较大增益补偿误差；三、当前方案衰减器的匹配会随着控制电压变化而变化，也就是说衰减匹配会在某些温度下急剧恶化，导致系统应用性能劣化。


技术实现要素：

7.发明目的：为解决工艺批次波动和不同芯片之间的离散性导致的补偿不一致的问题，以及为了使温度补偿的曲线符合db线性(db-in-linear)或其他任何系统需要的特性和满足不同温度特性下的衰减器的匹配性，本发明提出了一种新型增益温度补偿的控制电
路。
8.技术方案：一种新型增益温度补偿的控制电路，包括：
9.带隙/正温度系数基准源，用于产生一个带隙基准电流和正温度系数的电流；
10.正温度系数电压可编程电路，包括两个数字模拟转换器，用于以正温度系数的电流和带隙基准电流为参考电流，产生一个温度系数可编程的控制电压v
ctr
；
11.db线性插值产生电路，用于将控制电压v
ctr
转化为衰减器需要的开关电阻对应的控制电流i
ctr
；
12.衰减器串联管控制电压产生电路，用于将控制电流i
ctr
转化为用来控制衰减器和镜像衰减器的串联管的db线性控制电压v
ctrp
；
13.镜像衰减器并联管控制电压产生电路，用于基于db线性控制电压v
ctrp
，通过负反馈获得用来控制信号衰减器获得最佳的输入输出匹配的电压v
ctrn
；
14.信号衰减器，用于根据电压v
ctrn
，在有效衰减范围内获得最佳的输入输出匹配。
15.进一步的，所述正温度系数电压可编程电路包括：
16.寄存器，用于控制第一数字模拟转换器和第二数字模拟转换器；
17.第一数字模拟转换器，用于以正温度系数的电流为参考，产生温度系数可编程的电压kt
×
c1；其中，k为玻尔兹曼常数，t为绝对温度，c1为第一数字模拟转换器的等效码；
18.第二数字模拟转换器，用于以带隙基准电流为参考，产生温度系数可编程的电压v
bg
×
c2；其中，c2为第二数字模拟转换器等效码；
19.所述v
ctr
＝kt
×
c1+v
bg
×
c2。
20.进一步的，所述db线性插值产生电路包括：
21.m比特dac，用于产生n个可选电压；n个跨导单元，以控制电压v
ctr
为正端输入电压，以m比特dac产生的可选电压作为参考电压，得到控制电流i
ctr
；
22.所述控制电流i
ctr
表示为：
[0023][0024]
其中，i
gm,k
为每个跨导单元的输出电流，表示为i
gm,k
＝gm
×
(v
ctr-v
ref,k
)，v
ref,k
为可选电压。
[0025]
进一步的，所述衰减器串联管控制电压产生电路包括：第一运放和开关管m1；所述第一运放的输出端与开关管m1的栅极连接；
[0026]
所述控制电流i
ctr
输入第一运放的正端，基准电压v
ref
输入第一运放的负端，使开关管m1工作在线性区；
[0027]
以及控制电流i
ctr
输入开关管m1的漏极，得到用来控制衰减器和镜像衰减器的串联管的db线性控制电压v
ctrp
。
[0028]
进一步的，所述镜像衰减器并联管控制电压产生电路包括镜像衰减器和第二运放，所述镜像衰减器为由开关管m
s1d
、开关管m
s2d
和开关管m
p1d
构成tee衰减架构的衰减器；
[0029]
所述镜像衰减器通过输入db线性控制电压v
ctrp
，和第二运放用来产生最佳匹配的控制电压v
ctrn
。
[0030]
进一步的，所述信号衰减器为由开关管m
s1
、开关管m
s2
和开关管m
p1
构成tee衰减架构的衰减器。
[0031]
进一步的，开关管m
s1d
、开关管m
s2d
和开关管m
p1d
的尺寸分别为开关管m
s1
、开关管m
s2
和开关管m
p1
尺寸的1/n。
[0032]
有益效果：本发明与现有技术相比，具有以下优点：
[0033]
(1)本发明的拓扑结构可用于任意射频、模拟集成电路中的增益温度补偿衰减器、可变衰减器、数字步进式衰减器、以及不局限于上述结构的其他射频和模拟应用。
[0034]
(2)本发明的拓扑结构的衰减曲线可以按照需求定制(db线性，电压线性以及高阶非线性曲线的实现)，不受工艺和温度的影响而改变；
[0035]
(3)本发明的拓扑结构作为增益温度补偿衰减器应用时，温补最小、参考和最大温度(t
min
，ta，t
max
)范围均可以通过数字可编程实现，与工艺波动无关；
[0036]
(4)本发明的拓扑结构作为衰减器应用时，该结构规避了传统衰减器匹配阻抗随着的衰减量变化而剧烈变化的劣势，做到任意衰减匹配非常好，且对工艺波动不敏感。
附图说明
[0037]
图1为现有的增益温度数字补偿整体框架图；
[0038]
图2为现有的正温度系数放大器进行增益补偿的框架图；
[0039]
图3为现有的采用特定温度斜率电压控制衰减器/可变增益放大器的架构图；
[0040]
图4为本发明的增益温度补偿整体架构图；
[0041]
图5为温度系数可编程参考电路框图；
[0042]
图6为db-in-linear插值电路框图；
[0043]
图7为典型的tee衰减网络串行电阻随着衰减的变化趋势图；
[0044]
图8为控制电流转衰减器串联管控制电压电路框图；
[0045]
图9为衰减器示例架构及镜像衰减器的并联管控制电压产生结构示意图。
具体实施方式
[0046]
现结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步说明。
[0047]
本发明总体架构如图4所示，主要由以下六个部分组成：带隙/正温度系数基准源、正温度系数电压可编程电路、db线性插值产生电路、衰减器串联管控制电压产生电路、镜像衰减器并联管控制电压产生电路和信号通路tee衰减器。
[0048]
现结合各附图对本发明的主要工作原理及控制关系做进一步说明：
[0049]
带隙/正温度系数基准源产生一个恒定的带隙电压v
bg
和带隙基准电流(带隙基准电压除以片上电阻)，用带隙基准电流产生的电流和正温度系数的电流可以产生一个负温度系数的电流
[0050]
如图5所示，将正温度系数的电流(ptat)和负温度系数的电流(ctat)或者将正温度系数的电流(ptat)和带隙基准电流分别送给两个数字模拟转换器作为参考，产生一个温度系数可编程的控制电压v
ctr
＝kt
×
c1+v
bg
×
c2，其中，k为玻尔兹曼常数，t为绝对温度，c1和c2是dac的等效码，通过不同的c1和c2的取值，可以获得不同温度斜率和不同参考温度点的
控制电压v
ctr
，控制电压v
ctr
在芯片结温的有效范围内随着温度变化而线性变化，且对芯片中器件的工艺波动不敏感。
[0051]
图6示出了db线性差值产生电路(db-in-linear)，该电路主要将正温度系数的线性控制电压转化为衰减器需要的开关电阻对应的控制电流，该电路包括m比特dac和n个跨导单元；其中，m比特dac有n个可选电压输出给n个跨导单元做为参考电压，控制电压v
ctr
作为所有跨导单元的正端输入电压，跨导单元的输出电流为：
[0052][0053]
其中，i
gm,k
＝gm
×
(v
ctr-v
ref,k
)为每个跨导单元的输出电流。
[0054]
通过选择n个不同个v
ref,k
，可以实现精确的曲线插值，图6中的电流曲线即为t衰减网络需要的电流控制曲线，m，n的取值只跟插值精度有关，一般推荐m＝10，n＝16～128。
[0055]
图8示出了衰减器串联管控制电压产生电路，通过设定一个其他较低的基准电压v
ref
，强制将图8中的m1管工作在线性区(或者称之为开关区)模拟衰减器的阻抗特性，将i
ctr
转化为db线性控制电压v
ctrp
用来控制衰减器和镜像衰减器的串联管。
[0056]
tee衰减器的衰减量和镜像衰减器的串联管阻抗如图7所示，通过图6和图8两个转化电路可以实现图7所示的阻抗曲线，具体步骤如下：
[0057]
镜像衰减器的串联管阻抗表示为：其中
[0058]
tee衰减满足db线性衰减特性时，rs必须满足图7曲线。
[0059]
由于k
n1
(v
ctrp-v
th
)
×vref
＝i
ctr
；因此tee衰减器的串联管阻抗可表示为：
[0060][0061]
式中，ms为衰减网络开关和图8中m1管的比例，通过分析衰减器的串联管阻抗可知，通过选择每个跨导单元的参考电压，可以让镜像衰减器的串联管阻抗rs满足随温度的db线性特性。
[0062]
如图9所示，开关管m
s1
、m
s2
和m
p1
组成了信号通路tee衰减器(不局限tee衰减架构，主衰减器可以为pi、或者其他任意架构或者组合模式)，开关管m
s1d
,m
s2d
和m
p1d
组成了镜像衰减器通过输入上述的db线性控制电压v
ctrp
和运放用来产生最佳匹配的控制电压v
ctrn
。
[0063]
信号通过信号通路tee衰减器的衰减量(衰减电压幅度比)为att，输入输出匹配阻抗为z0；m
s1
和m
s2
取相同的尺寸，且满足阻抗：
[0064][0065]mp1
的阻抗满足：
[0066][0067]ms1d
、m
s2d
和m
p1d
的尺寸均为m
s1
、m
s2
和m
p1
的1/n，且镜像衰减器源端和负载端匹配阻抗均为z
0d
＝n
×
z0，那么通过运放的负反馈条件必然使得m
p1d
的阻抗满足：
[0068][0069]
该栅压施加于m
p1
管后，使得m
p1
的阻抗满足：
[0070][0071]
因此，衰减器在有效衰减范围内都能满足良好的匹配条件。