低功耗快速瞬态响应的低压差线性稳压器电路的制作方法

1.本发明属于电子电路及半导体技术领域，具体涉及一种低压差线性稳压器电路。


背景技术：

2.供电和电源调整是电气系统最基本的功能。任何带负载的应用，如果没有稳定的电源供电，都不能正常工作。低压差线性稳压器(ldo)因其结构简单，功耗低、输出纹波小和外围电路少的特点在soc设计中得到越来越广泛的应用。低压差线性稳压器电路主要包括基准电压源、误差放大器、串联调整功率管和电阻反馈网络构成。
3.图1是一个典型的低压差线性稳压器的结构图，其中基准电压vref连接在误差放大器的反向输入端，误差放大器的同向输入端则连接在电阻反馈网络第一电阻r1和第二电阻r2的共同端vfb，误差放大器的输出端连接到pmos功率管mp0的栅极，mp0的漏端和第一电阻r1的共同端作为整个低压差线性稳压器的输出端vout输出电压，cl是输出负载电容，il是输出负载电流。图1中，当输出负载变化时会引起输出电压变化，输出电压变化通过电阻反馈网络反馈给误差放大器的同向输入端，误差放大器输入端产生差分电压，从而调整误差放大器的输出电压，即调整功率管mp0的栅极电压，进而调整输出电流的大小使输出电压得以稳定。
4.随着集成电路技术的发展和半导体工艺的不断进步，数字电路的供电电压不断降低，这对为其供电的ldo的负载瞬态性能有了更高的要求。随着数字电路集成度的不断提高，功耗也在不断增大，使ldo的瞬态响应进一步变得恶劣，同时整个soc的功耗也会变大，这就使得降低ldo电路自身的功耗也变得十分重要。传统的ldo为了该善负载瞬态响应，往往具有外接电容，这无法满足高集成的要求，同时也增加了外围电路的复杂度。传统的ldo电路已经无法满足设计要求，特别是在目前集成度越来越高，无片外电容ldo应用越来越广泛的情况下，更需要提高ldo的瞬态响应能力和降低ldo的静态功耗。
5.所以，如何设计一种低功耗快速瞬态响应的低压差线性稳压器成为我们当前需要解决的问题。


技术实现要素：

6.本发明针对传统的ldo电路静态功耗较大，无法满足更高要求的瞬态响应能力的技术问题，目的在于提供一种低功耗快速瞬态响应的低压差线性稳压器电路。
7.一种低功耗快速瞬态响应的低压差线性稳压器电路，包括：
8.一误差放大器；
9.一串联调整功率管，栅极连接所述误差放大器的输出端；
10.一电阻反馈网络，具有串联的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的公共端作为反馈端，所述第二电阻的另一端接地；
11.所述误差放大器的同向输入端连接基准电压，所述误差放大器的反向输入端连接所述反馈端；
12.所述串联调整功率管的漏极连接电源输入端，所述串联调整功率管的源极连接电路输出端，所述电路输出端还连接所述第一电阻的另一端；
13.还包括：
14.一偏置电路，输出端分别连接所述误差放大器和所述电路输出端。
15.作为优选方案，还包括一负载瞬态响应增强电路，所述负载瞬态响应增强电路包括：
16.一第一电容，一端连接所述偏置电路的输出端，另一端连接所述电路输出端。
17.作为优选方案，所述误差放大器包括：
18.一尾电流源，为pmos管，栅极连接所述偏置电路的输出端，源极连接所述电源输入端；
19.一差分对，分别为第一pmos管和第二pmos管，所述第一pmos管和所述第二pmos管的源极均连接所述尾电流源的漏极，所述第一pmos管的栅极连接所述基准电压，所述第二pmos管的栅极连接反馈端；
20.一负载电流源电路，具有第一nmos管和第二nmos管，所述第一nmos管的漏极连接所述第一pmos管的漏极，所述第一nmos管的源极接地，所述第一nmos管的栅极连接漏极，所述第二nmos管的漏极连接所述第二pmos管的漏极，所述第二nmos管的源极接地，所述第二nmos管的栅极连接所述第一nmos管的栅极。
21.作为优选方案，还包括：
22.一补偿电容，一端连接所述第二pmos管和所述第二nmos管的公共端，另一端接地。
23.作为优选方案，所述误差放大器通过一源极跟随缓冲电路连接所述串联调整功率管的栅极。
24.作为优选方案，所述源极跟随缓冲电路包括：
25.一第三pmos管，作为源极跟随器，栅极连接所述第二pmos管和所述第二nmos管的公共端，漏极接地；
26.一第四pmos管，栅极连接所述偏置电路的输出端，源极连接所述电源输入端，漏极连接所述第三pmos管的源极；
27.所述第三pmos管的源极和所述第四pmos管的漏极公共端作为所述误差放大器的缓冲输出端连接所述串联调整功率管的栅极。
28.作为优选方案，所述偏置电路包括：
29.一偏置电流源，一端连接所述电源输入端；
30.一第三nmos管，漏极连接所述偏置电流源的另一端，源极接地，栅极连接漏极；
31.一第四nmos管，栅极连接所述第三nmos管的栅极，源极接地；
32.一第五pmos管，漏极连接所述第四nmos管的漏极，源极连接所述电源输入端，栅极连接漏极且作为所述偏置电路的输出端。
33.作为优选方案，还包括：
34.一模式切换电路，具有第一切换电路，所述第一切换电路的输出端连接所述偏置电路的控制端，所述第一切换电路控制所述偏置电路的工作状态。
35.作为优选方案，所述第一切换电路包括：
36.两个控制信号，分别为第一控制信号和第二控制信号，两个所述控制信号互为反
向信号；
37.一第五nmos管，栅极连接所述第二控制信号，源极连接所述第三nmos管的栅极；
38.一第六nmos管，栅极连接所述第五nmos管的漏极，漏极连接所述第四nmos管和第五pmos管的公共端，源极接地；
39.一第七nmos管，栅极连接所述第一控制信号，漏极分别连接所述第五nmos管的漏极、所述第六nmos管的栅极，源极接地；
40.当负载电路为正常工作状态下的工作模式，令所述第一控制信号为低电平，则所述第二控制信号为高电平，此时所述第五nmos管导通，所述第六nmos管栅极被偏置在预设电压，所述第五pmos管流过偏置电流，给后续各路电流镜提供偏置电流；
41.当负载电路为待机状态下的待机模式，令所述第一控制信号为高电平，则所述第二控制信号为低电平，此时所述第五nmos管断开，所述第七nmos管导通将所述第六nmos管的栅极下拉至地，所述第六nmos管关闭从而减少流过所述第五pmos管的电流，所述偏置电路的输出端电流减小。
42.作为优选方案，所述模式切换电路还包括一第二切换电路，所述第二切换电路包括：
43.一第六pmos管，漏极连接所述误差放大器的差分对的公共端，源极连接所述电源输入端；
44.一第七pmos管，栅极连接所述第一控制信号，源极连接所述偏置电路的输出端；
45.一第八pmos管，作为开关管，栅极连接所述第二控制信号，漏极分别连接所述第六pmos管的栅极、所述第七pmos管的漏极，源极连接所述电源输入端；
46.一第九pmos管，栅极连接所述第八pmos管的漏极，漏极连接所述串联调整功率管的栅极，源极连接所述电源输入端；
47.当负载电路为正常工作状态下的工作模式，令所述第一控制信号为低电平，则所述第二控制信号为高电平，通过所述偏置电路输出端输出的偏置电流，所述误差放大器的差分对正常工作；
48.当负载电路为待机状态下的待机模式，令所述第一控制信号为高电平，则所述第二控制信号为低电平，此时所述第六pmos管和所述第九pmos管断开，所述误差放大器的差分对电流减少。
49.作为优选方案，所述模式切换电路还包括一第三切换电路，所述第三切换电路包括：
50.一第八nmos管，作为开关管，栅极连接所述第二控制信号，源极连接所述误差放大器的负载电流源电路的公共端；
51.一第九nmos管，栅极连接所述第一控制信号，源极接地；
52.一第十nmos管，栅极分别连接所述第八nmos管的漏极、所述第九nmos管的漏极，漏极连接所述电路输出端，源极接地；
53.当负载电路为正常工作状态下的工作模式，令所述第一控制信号为低电平，则所述第二控制信号为高电平，所述误差放大器的负载电流源电路正常工作；
54.当负载电路为待机状态下的待机模式，令所述第一控制信号为高电平，则所述第二控制信号为低电平，此时所述第八nmos管断开，所述第九nmos管导通将所述第十nmos管
的栅极下拉到地，所述第十nmos管关闭从而进一步减少流过电路输出端的电流。
55.本发明的积极进步效果在于：本发明采用低功耗快速瞬态响应的低压差线性稳压器电路，具有如下优点：
56.1、具有快速负载瞬态响应功能，通过较为简单的电路改善了低压差线性稳压器电路的负载响应速度。
57.2、设计了自适应偏置电路，在负载电路正常工作时通过增大各支路电流，既可以满足稳定性要求，又改善了电路的负载瞬态性能，妥善解决了降低功耗和提高瞬态响应的问题。
58.3、同时还设计动态调整电路，当输出电压发生变化时，通过动态调整对串联调整功率管栅极充放电电流和对输出支路电流的大小来快速调整输出功率管电流的大小来应对负载电流的快速变化，从而维持电路输出端输出电压的稳定。
59.4、通过模式切换电路对偏置电路的控制，进而控制误差放大器和串联调整功率管静态电流的大小，可实现低功耗和大电流负载两种工作模式，使得低压差线性稳压器电路在无负载电流的情况下具有较小的功率。
附图说明
60.图1为现有的低压差线性稳压器的一种电路连接示意图；
61.图2为本发明的一种电路连接示意图。
具体实施方式
62.为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示进一步阐述本发明。
63.参照图2，一种低功耗快速瞬态响应的低压差线性稳压器电路，包括误差放大器、串联调整功率管mpower、电阻反馈网络、补偿电容c2、源极跟随缓冲、偏置电路、负载瞬态响应增强电路电路和模式切换电路。
64.误差放大器的同向输入端连接基准电压vref，误差放大器的反向输入端连接反馈端vfb。误差放大器包括尾电流源、差分对和负载电流源电路。
65.尾电流源为pmos管pm0，尾电流源影响误差放大器的带宽，对瞬态也有一定作用。尾电流源的栅极连接偏置电路的输出端，尾电流源的源极连接电源输入端vdd，尾电流源的漏极分别连接差分对的公共端。
66.差分对分别为第一pmos管pm1和第二pmos管pm2，第一pmos管pm1和第二pmos管pm2的源极作为公共端均连接尾电流源的漏极，第一pmos管pm1的栅极连接基准电压vref，第二pmos管pm2的栅极连接反馈端vfb。
67.负载电流源电路具有第一nmos管nm1和第二nmos管nm2，第一nmos管nm1的漏极连接第一pmos管pm1的漏极，第一nmos管nm1的源极接地，第一nmos管nm1的栅极连接漏极，第二nmos管nm2的漏极连接第二pmos管pm2的漏极，第二nmos管nm2的源极接地，第二nmos管nm2的栅极连接第一nmos管nm1的栅极。
68.补偿电容c2的一端连接第二pmos管pm2和第二nmos管nm2的公共端，补偿电容c2的另一端接地。通过在第二pmos管pm2和第二nmos管nm2的漏极公共端加入补偿电容c2可以进
一步维持整个电路的稳定性。
69.误差放大器的输出端优选经源极跟随缓冲电路连接串联调整功率管mpower的栅极。源极跟随缓冲电路包括第三pmos管pm3和第四pmos管pm4。
70.第三pmos管pm3作为源极跟随器，第三pmos管pm3的栅极连接误差放大器的输出端，即第三pmos管pm3的栅极连接第二pmos管pm2和第二nmos管nm2的公共端，第三pmos管pm3的漏极接地，第三pmos管pm3的源极连接第四pmos管pm4的漏极。
71.第四pmos管pm4的栅极连接偏置电路的输出端，第四pmos管pm4的源极连接电源输入端vdd，第四pmos管pm4的漏极连接第三pmos管pm3的源极。
72.第三pmos管pm3的源极和第四pmos管pm4的漏极公共端作为误差放大器的缓冲输出端连接串联调整功率管mpower的栅极。
73.串联调整功率管mpower的栅极优选经源极跟随缓冲电路连接误差放大器的输出端，优选的，串联调整功率管mpower的栅极连接第三pmos管pm3的源极和第四pmos管pm4的漏极公共端。串联调整功率管mpower的漏极连接电源输入端vdd，串联调整功率管mpower的源极连接电路输出端vout。串联调整功率管mpower可以是正常的nmos管，根据应用的电源电压情况，串联调整功率管mpower衬底可以是非自衬底连接，也可以是自衬底连接。
74.电阻反馈网络具有串联的第一电阻r1和第二电阻r2，第一电阻r1和第二电阻r2的公共端作为反馈端vfb，第一电阻r1的另一端连接电路输出端vout，第二电阻r2的另一端接地。
75.偏置电路的输出端分别连接误差放大器、源极跟随缓冲电路、模式切换电路和电路输出端vout。偏置电路包括偏置电流源ib、第三nmos管nm3、第四nmos管nm4和第五pmos管pm5。
76.偏置电流源ib的一端连接电源输入端vdd，偏置电流源ib的另一端连接第三nmos管nm3的漏极。
77.第三nmos管nm3的漏极连接偏置电流源ib的另一端，第三nmos管nm3的源极接地，第三nmos管nm3的栅极连接漏极。
78.第四nmos管nm4的栅极连接第三nmos管nm3的栅极，第四nmos管nm4的漏极连接第五pmos管pm5的漏极，第四nmos管nm4的源极接地。
79.第五pmos管pm5的栅极连接漏极且作为偏置电路的输出端，第五pmos管pm5的漏极连接第四nmos管nm4的漏极，第五pmos管pm5的源极连接电源输入端vdd。
80.偏置电路的输出端优选经负载瞬态响应增强电路连接电路输出端vout。负载瞬态响应增强电路包括第一电容c1，第一电容c1的一端连接偏置电路的输出端，第一电容c1的另一端连接电路输出端vout。通过第一电容c1来感应和传递电路输出端vout的变化给与偏置电路的输出端连接的各元器件。
81.模式切换电路包括第一切换电路、第二切换电路和第三切换电路。第一切换电路的输出端连接偏置电路的控制端，第一切换电路控制偏置电路的工作状态。第二切换电路连接误差放大器的差分对的公共端，第二切换电路控制误差放大器的差分对和源极跟随缓冲电路的电流大小。第三切换电路连接误差放大器的负载电流源电路的公共端，通过误差放大器的负载电流源电路的电压变化，来调整第三切换电路的电流大小，以进一步控制电路输出端电压。
82.第一切换电路包括两个控制信号、第五nmos管nm5、第六nmos管nm6和第七nmos管nm7。
83.两个控制信号分别为第一控制信号deep和第二控制信号deepb，两个控制信号互为反向信号，即当第一控制信号deep为高电平(deep＝1)时，第二控制信号deepb为低电平(deepb＝0)，当第一控制信号deep为低电平(deep＝0)时，第二控制信号deepb为高电平(deepb＝1)。两个控制信号可以有外部电源控制电路提供。
84.第五nmos管nm5的栅极连接第二控制信号deepb，第五nmos管nm5的源极连接第三nmos管nm3的栅极。第六nmos管nm6的栅极连接第五nmos管nm5的漏极，第六nmos管nm6的漏极连接第四nmos管nm4和第五pmos管pm5的公共端，第六nmos管nm6的源极接地。第七nmos管nm7的栅极连接第一控制信号deep，第七nmos管nm7的漏极分别连接第五nmos管nm5的漏极、第六nmos管nm6的栅极，第七nmos管nm7的源极接地。
85.当负载电路为正常工作状态下的工作模式，令第一控制信号deep为低电平(deep＝0)，则第二控制信号deepb为高电平(deepb＝1)，此时第五nmos管nm5导通，第六nmos管nm6栅极被偏置在预设电压，第五pmos管pm5流过较大的偏置电流，给后续各路电流镜提供较大的偏置电流；当负载电路为待机状态下的待机模式，负载电流很小，令第一控制信号deep为高电平(deep＝1)，则第二控制信号deepb为低电平(deepb＝0)，此时第五nmos管nm5断开，第七nmos管nm7导通将第六nmos管nm6的栅极下拉至地，第六nmos管nm6关闭从而减少流过第五pmos管pm5的电流，偏置电路的输出端电流减小，从而降低了整个低压差线性稳压器电路的功耗。
86.第二切换电路包括第六pmos管pm6、第七pmos管pm7、第八pmos管pm8和第九pmos管pm9。第六pmos管pm6的漏极连接误差放大器的差分对的公共端，优选的，第六pmos管pm6的漏极连接第一pmos管pm1的源极和第二pmos管pm2的源极的公共端，第六pmos管pm6的源极连接电源输入端vdd，第六pmos管pm6的栅极连接第八pmos管pm8的漏极。第七pmos管pm7的栅极连接第一控制信号deep，第七pmos管pm7的源极连接偏置电路的输出端，第七pmos管pm7的漏极连接第八pmos管pm8的漏极。第八pmos管pm8作为开关管，第八pmos管pm8的栅极连接第二控制信号deepb，第八pmos管pm8的漏极分别连接第六pmos管pm6的栅极、第七pmos管pm7的漏极，第八pmos管pm8的源极连接电源输入端vdd。第九pmos管pm9的栅极连接第八pmos管pm8的漏极，第九pmos管pm9的漏极连接串联调整功率管mpower的栅极，第九pmos管pm9的源极连接电源输入端vdd。
87.当负载电路为正常工作状态下的工作模式，令第一控制信号deep为低电平(deep＝0)，则第二控制信号deepb为高电平(deepb＝1)，通过偏置电路的输出端输出较大的偏置电流，增大了误差放大器各支路电流、源极跟随缓冲电路的电流和输出支路的电流，加快了整个电路的调整速度；当负载电路为待机状态下的待机模式，令第一控制信号deep为高电平(deep＝1)，则第二控制信号deepb为低电平(deepb＝0)，此时第六pmos管pm6和第九pmos管pm9断开，误差放大器的差分对电流减少，从而降低了整个低压差线性稳压器电路的功耗。
88.第三切换电路包括第八nmos管nm8、第九nmos管nm9和第十nmos管nm10。第三切换电路作为一条输出支路，根据第一nmos管nm1的栅极电压大小来影响电路输出端vout的电压情况。第八nmos管nm8作为开关管栅极连接第二控制信号deepb，第八nmos管nm8的源极连
接误差放大器的负载电流源电路的公共端，优选的第八nmos管nm8的源极连接第一nmos管nm1的栅极和第二nmos管nm2的栅极公共端，第八nmos管nm8的漏极连接第十nmos管nm10的栅极。第九nmos管nm9的栅极连接第一控制信号deep，第九nmos管nm9的漏极连接第十nmos管nm10的栅极，第九nmos管nm9的源极接地。第十nmos管nm10的栅极分别连接第八nmos管nm8的漏极、第九nmos管nm9的漏极，第十nmos管nm10的漏极连接电路输出端vout，第十nmos管nm10的源极接地。
89.当负载电路为正常工作状态下的工作模式，令第一控制信号deep为低电平(deep＝0)，则第二控制信号deepb为高电平(deepb＝1)，通过偏置电路的输出端输出较大的偏置电流，增大了误差放大器的负载电流源电路流经的电流大小，经第十nmos管nm10可进一步调整电路输出端vout的电压大小。当负载电路为待机状态下的待机模式，令第一控制信号deep为高电平(deep＝1)，则第二控制信号deepb为低电平(deepb＝0)，此时第八nmos管nm8断开，第九nmos管nm9导通将第十nmos管nm10的栅极下拉到地，第十nmos管nm10关闭从而进一步减少流过电路输出端vout的电流。
90.参照图2，本发明的第一电容c1一端连接偏置电路的输出端，因此与偏置电路的输出端，即与第五pmos管pm5直接连接或间接连接的pmos管pm0、第四pmos管pm4、第九pmos管pm9的栅极均受的第一电容c1的影响，如图2中所示，本发明的负载瞬态增强原理具体如下：
91.当负载电路为正常工作状态下的工作模式，负载电流快速减小时，电路输出端vout输出电压增大，第一电容c1的a端电压会增大，由于电容两边电压不能突变，第一电容c1的b端电压也会增大，此时即第五pmos管pm5、pmos管pm0、第四pmos管pm4和第九pmos管pm9的栅极电压增大，从而直接减小了电源对串联调整功率管mpower栅极充电电流的大小，使得第三pmos管pm3可以更快下拉串联调整功率管mpower栅极电压，流过串联调整功率管mpower电流减小，抑制电路输出端vout输出电压的增大。误差放大器的反向输入端连接的vfb电压会增大，误差放大器的差分对输出管产生差分电压，会使得第一nmos管nm1的栅极电位升高，由于第十nmos管nm10栅极通过第八nmos管nm8作为开关管连接至第一nmos管nm1的栅极，第十nmos管nm10的栅极电压也会跟随增大，从而增大了输出支路对电路输出端vout的放电的电流，进一步抑制了电路输出端vout的增大。
92.当负载电流快速增大时，输出电压减小，串联调整功率管mpower的栅源电压增大，流过串联调整功率管mpower的电流增大，抑制电路输出端vout输出电压的减小，同时第一电容c1的a端电压减小，由于电容两边电压不能突变，则第一电容c1的b端电压也会减小，电路输出端vout的减小将通过第一电容c1传递到第五pmos管pm5、pmos管pm0、第四pmos管pm4和第九pmos管pm9的栅极，使得第五pmos管pm5、pmos管pm0、第四pmos管pm4和第九pmos管pm9的栅极电压动态减小，流过第五pmos管pm5、pmos管pm0、第四pmos管pm4和第九pmos管pm9的栅极的动态电流增大，直接加快了对串联调整功率管mpower栅极电容的充电速度，使得串联调整功率管mpower栅极电压快速提高，从而增大流过串联调整功率管mpower的电流，进一步抑制电路输出端vout输出电压的减小。
93.以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其
等效物界定。