低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压器

1.本发明属于线性调整器技术领域，特别涉及低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压器。


背景技术：

2.随着集成电路设计和工艺制程的不断进步，越来越多的电路被集成在一起。通常一个大规模数模混合芯片中包含了多个不同的数字、模拟电路模块，模拟电路模块需要为数字模块服务，比如需要模拟电源管理模块为数字模块提供稳定的电压，最常用的电源管理模块便是ldo(low dropout regulator，低压差线性稳压器)。
3.如今数字模块的频率越来越高，这也为模拟模块设计带来挑战，比如在adc(analog to digital converter，模拟数字转换器)应用中，需要模拟ldo在调整阶段对电容阵进行充放电，在这个阶段中，切换时间在几纳秒级别，给ldo响应的恢复时间在微秒级别。这是传统ldo电路很难实现的。受到adc特性的影响，需要ldo具有高瞬态响应，高负载能力的特点，同时考虑到数模混合电路的集成问题，还需要ldo具有面积小，静态功耗低的特点。
4.但是在传统ldo的设计中，需要为ldo预留多个芯片引脚，应用工程师需要选用具有特定esr(equivalent series resistance，串联等效电阻)值范围和容值范围的外接大电容以保证ldo稳定工作和优化电路输出的负载瞬态特性。但也正是由于片外大电容的存在，导致传统ldo无法实现全片上集成，增加pcb板的面积，难以应用于数模混合集成电路中。
5.随着集成电路的发展，capless-ldo(无片外电容的低压差线性稳压器)的研究已经有所进展。经典capless-ldo多采用缓冲级驱动型误差放大器和p型功率输出级结构，采用缓冲级来降低误差放大器的输出阻抗，从而抬高次极点，保证ldo的稳定性。其输出阻抗为
[0006][0007]
该公式表明，在低功耗的应用场景下，小的静态电流id会产生小的跨导gm，进一步产生大的误差放大器的输出阻抗ro，导致极点间距过小，难以保障ldo的稳定。因此，这种缓冲级驱动型capless-ldo结构并不适用于低功耗应用场景。而且缓冲级的驱动能力也很弱，导致ldo瞬态响应较差，其不能满足如今更高速率数模混合电路的工作的要求。


技术实现要素：

[0008]
故针对现有需求以及目前技术中存在的缺陷，实有必要进行研究和改进，以提供一种方案，以解决这种需求，改善现有技术中存在的缺陷。因此本发明提出一种无片外电容的ldo电路，拥有低功耗、高瞬态响应，低静态功耗，易于集成等特点。
[0009]
为达到上述目的，本发明提供了低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压
器，可以应用在数模混合集成电路中，且在全负载范围内稳定，在满足低功耗(静态电流小于5微安)前提下，实现高瞬态响应(切换时间1纳秒，恢复时间1微秒内)。具体包括直接驱动型误差放大器，n型功率输出级、自适应阻抗瞬态增强电路和补偿电容，其中，
[0010]
所述直接驱动型误差放大器包括两个输入端，该两个输入端分别直接连接参考电压与所述n型功率输出级中的电阻形成的反馈电压节点，其输出端连接到n型功率调整级的控制端，根据输出电压的反馈电压与参考电压之间的电压差驱动n型功率调整级；
[0011]
所述n型功率输出级，其输入端直接连接直接驱动型误差放大器的输出端，其输出端为整个线性稳压器的输出端；
[0012]
所述自适应阻抗瞬态增强电路，其输入端直接连接直接驱动型误差放大器内nmos电流镜的栅端，其输出端直接连接n型功率输出级的输出端，；
[0013]
所述补偿电容，其输入端直接连接n型功率输出级的电阻形成的反馈电压节点，其输出端直接连接n型功率输出级的输入端，与n型功率输出级的反馈电阻电路构成补偿网络。
[0014]
优选地，所述直接驱动型误差放大器采用差分输入、推挽输出结构，推挽输出结构产生轨对轨的电压信号。
[0015]
优选地，所述直接驱动型误差放大器采用改进的ota架构，其在传统ota架构基础上，将其电流镜改进为非线性电流镜，在二极管接法的mos负载上并联了交叉耦合对。
[0016]
优选地，所述直接驱动型误差放大器包括1个参考电压vref，2个偏置电压vb、vp，8个pmos管：m4～m7、m11～m14，5个nmos管：m1～m3、m8、m9，其中m1构成nmos尾电流源，m2、m3构成nmos差分对管，m4～m7、m11、m12构成非线性电流镜，m13、m14构成交叉耦合对，当电路处于静止状态时，所有mos管工作在饱和态，当负载发生变化时，m3的栅压发生变化，其中m4和m5将工作在线性区，实现电流镜电流传输比的非线性化，其他mos管仍处于饱和区；
[0017]
m1栅端接偏置电压vb，m2栅端接反馈电压vfb，m3栅端接参考电压vref，m11、m12栅端接偏置电压vp，m1、m8、m9源端接地端，m4-m7、m13、m14源端接直流电源阳极vdd，m1漏端与m2、m3源端相连，m2漏端与m11漏端、m4栅端、m6栅端、m14栅端相连，m3漏端与m12漏端、m5栅端、m7栅端、m13栅端相连，m4漏端与m11源端、m13漏端相连，m5漏端与m12源端、m14漏端相连，m6漏端与m8栅端、漏端相连，m7漏端与m9漏端相连。
[0018]
优选地，所述n型功率输出级包括1个nmos功率调整管m10，2个多晶硅电阻r1、r2，三者共同构成了nmos共漏放大器，在轻载时，m10工作在亚阈值区，在重载时，m10工作在饱和区。
[0019]
优选地，所述nmos功率调整管m10的栅端为n型功率输出级的控制端或输入端，m10的漏端接直流电源阳极vdd，源端与电阻r1的上端相连，构成输出电压节点vo，电阻r1的下端与电阻r2的上端相连，构成反馈电压节点vfb，电阻r2的下端接地端。
[0020]
优选地，所述自适应阻抗瞬态增强电路由nmos泄流管m15构成，其输入接入与线性稳压器输出电压变化趋势相反的电压信号。
[0021]
优选地，所述自适应阻抗瞬态增强电路具体连接关系为：nmos泄流管m15的栅端接自适应偏置电路的输出端，m15的源端接地端，漏端接n型功率输出级的输出电压节点vo，其中，自适应偏置电路由所述直接驱动型误差放大器中的m4、m6、m8、m11构成。
[0022]
优选地，所述补偿电容基于密勒补偿的原理。
[0023]
优选地，所述补偿电容的阳极接直接驱动型误差放大器的输出端，阴极接n型功率输出级的反馈电压节点vo。
[0024]
本发明的有益效果至少包括：相对于现有的低压差线性稳压器，本发明通过采用直接驱动型误差放大器，减少了电路支路数量，提高了误差放大器的驱动能力，从而实现在同等功耗的前提下，提升瞬态响应能力；通过采用n型功率输出级，抬高了输出级极点，减小负载变化对极点的影响，从而增加带宽，提升瞬态响应。
[0025]
同时，本发明基于130nm cmos工艺完成了具体电路设计。使用跨导运算放大器构成直接驱动型误差放大器，在传统ota电路的基础上，通过使用非线性电流镜提升电流传输比来提升压摆率和带宽；通过引入交叉耦合对负载提高增益与增益带宽积来提升电路的瞬态性能；使用自适应阻抗瞬态增强电路增加重载跳变轻载时输出节点的压摆率；通过补偿电容实现了环路的稳定。
[0026]
再从低功耗和高瞬态响应方面阐述本发明相对于现有技术的有益效果：
[0027]
低功耗：功耗为电源电压与电流、时间的乘积，考虑到数模混合电路应用中，静态时间远大于动态时间；而电源电压受芯片工艺的影响，为定值。故对功耗的设计要求便转化为对总静态电流的要求。总静态电流为各电路支路在静态时的电流之和。
[0028]
相对于现有技术，本发明采用直接驱动型误差放大器，精简了电路支路数量，而且仅需更小的电流，便可达到同等的驱动能力。同时，在误差放大器中采用非线性电流镜技术，使得电路在消耗更小静态电流的情况下实现了性能。从而减少总静态电流，实现低功耗的目的。
[0029]
高瞬态响应：瞬态响应是当负载电流发生跳变的瞬间，电源输出端电压偏离设定值的大小以及恢复到设定值的时间。影响瞬态响应的关键，主要取决于两点，环路带宽(小信号)与压摆率(大信号)。显然，环路带宽越高，环路允许通过的谐波分量就越完整。对阶跃信号的上升沿保持的越好，瞬态响应就越好；而压摆率的作用为：当负载发生跳变时，压摆率越高，对功率调整管、负载的充放电速度会越快，因此瞬态响应就越好。这两个指标定义式为：
[0030][0031][0032]
相对于现有技术，本发明采用直接驱动型ldo架构，减少了极点数量，增加轻载跳变重载时输出节点的压摆率；采用n型功率输出级，抬高了电路次极点的位置，从而增加带宽；采用自适应阻抗瞬态增强电路增加重载跳变轻载时输出节点的压摆率。从而从带宽(小信号)、压摆率(大信号)两方面提升电路瞬态响应性能。
附图说明
[0033]
为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：
[0034]
图1是本发明实施例的低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压器的结构示
意图；
[0035]
图2是现有技术中经典ota电路后的ldo电路图；
[0036]
图3是本发明实施例的低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压器中交叉耦合对小信号图；
[0037]
图4是本发明实施例的低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压器的改进后的低功耗高瞬态无片外电容ldo电路图。
具体实施方式
[0038]
下面将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。
[0039]
参见图1，所示为本发明实施例的低功耗高瞬态响应无片外电容低压差线性稳压器结构示意图,图4为对应的电路图，包括直接驱动型误差放大器10，n型功率输出级20、自适应阻抗瞬态增强电路30和补偿电容40，其中，
[0040]
直接驱动型误差放大器10包括两个输入端，该两个输入端分别直接连接参考电压与n型功率输出级20中的电阻形成的反馈电压节点，其输出端连接到n型功率调整级的控制端，根据输出电压的反馈电压与参考电压之间的电压差驱动n型功率调整级；
[0041]
n型功率输出级20，其输入端直接连接直接驱动型误差放大器10的输出端，其输出端为整个线性稳压器的输出端；
[0042]
自适应阻抗瞬态增强电路30，其输入端直接连接直接驱动型误差放大器10内nmos电流镜的栅端，其输出端直接连接n型功率输出级20的输出端，；
[0043]
补偿电容40，其输入端直接连接n型功率输出级20的电阻形成的反馈电压节点，其输出端直接连接n型功率输出级20的输入端，与n型功率输出级20的反馈电阻电路构成补偿网络。
[0044]
直接驱动型误差放大器10采用差分输入、推挽输出结构，推挽输出结构产生轨对轨的电压信号。
[0045]
直接驱动型误差放大器10采用改进的ota架构，其在传统ota架构基础上，将其电流镜改进为非线性电流镜，在二极管接法的mos负载上并联了交叉耦合对。
[0046]
直接驱动型误差放大器10包括1个参考电压vref，2个偏置电压vb、vp，8个pmos管：m4～m7、m11～m14，5个nmos管：m1～m3、m8、m9，其中m1构成nmos尾电流源，m2、m3构成nmos差分对管，m4～m7、m11、m12构成非线性电流镜，m13、m14构成交叉耦合对，当电路处于静止状态时，所有mos管工作在饱和态，当负载发生变化时，m3的栅压发生变化，其中m4和m5将工作在线性区，实现电流镜电流传输比的非线性化，其他mos管仍处于饱和区；
[0047]
m1栅端接偏置电压vb，m2栅端接反馈电压vfb，m3栅端接参考电压vref，m11、m12栅端接偏置电压vp，m1、m8、m9源端接地端，m4-m7、m13、m14源端接直流电源阳极vdd，m1漏端与m2、m3源端相连，m2漏端与m11漏端、m4栅端、m6栅端、m14栅端相连，m3漏端与m12漏端、m5栅端、m7栅端、m13栅端相连，m4漏端与m11源端、m13漏端相连，m5漏端与m12源端、m14漏端相连，m6漏端与m8栅端、漏端相连，m7漏端与m9漏端相连。
[0048]
n型功率输出级20包括1个nmos功率调整管m10，2个多晶硅电阻r1、r2，三者共同构成了nmos共漏放大器，在轻载时，m10工作在亚阈值区，在重载时，m10工作在饱和区。nmos功率调整管m10的栅端为n型功率输出级20的控制端或输入端，m10的漏端接直流电源阳极
vdd，源端与电阻r1的上端相连，构成输出电压节点vo，电阻r1的下端与电阻r2的上端相连，构成反馈电压节点vfb，电阻r2的下端接地端。
[0049]
自适应阻抗瞬态增强电路30由nmos泄流管m15构成，其输入接入与线性稳压器输出电压变化趋势相反的电压信号。nmos泄流管m15以及与直接驱动型误差放大器10共用的自适应偏置电路构成，自适应偏置电路由电流镜与采用二极管接法的晶体管直接连接构成，当负载由重载跳变至轻载时，直接驱动型误差放大器10会产生变大的电流，该电流被电流镜复制，并流入采用二极管接法的晶体管，该晶体管为了适应增大的电流，其栅源电压被动增大，为泄流管nmos产生大的偏置，增加泄流管的电流，从而起到改善瞬态响应的能力。
[0050]
自适应阻抗瞬态增强电路30具体连接关系为：nmos泄流管m15的栅端接自适应偏置电路的输出端，m15的源端接地端，漏端接n型功率输出级20的输出电压节点vo，其中，自适应偏置电路由直接驱动型误差放大器10中的m4、m6、m8、m11构成。
[0051]
补偿电容40基于密勒补偿的原理，用于稳定电路，均衡过冲电压和过充恢复时间。补偿电容40cc的阳极接直接驱动型误差放大器10的输出端，阴极接n型功率输出级20的反馈电压节点vo。
[0052]
本发明中的直接驱动型误差放大器10和n型功率输出级20，当电路处于工作静止状态时，直接驱动型误差放大器10与n型功率输出级20构成负反馈，在直接驱动型误差放大器10的作用下，直接驱动型误差放大器10两个输入端将构成虚短，由于其一端接固定电压v
ref
，因此反馈电阻r1、r2之间的节点电压也等于该电压值。在分压作用下，输出电压为
[0053][0054]
当负载发生变化时，本发明ldo会做出响应调整。负载极端变化可分为两类，即轻载跳变重载与重载跳变轻载。当轻载跳变重载时，由于输出电流突然变大，会出现输出电压下降的现象，即出现了欠冲，此时，直接驱动型误差放大器10负端电压也下降，其输出电压增大，功率调整管nmos的栅压增加，输出电流增加，输出电压恢复。重载跳变轻载的现象与此相对，会出现过充现象。
[0055]
以下是本发明基于130nm cmos工艺，设计的低功耗高瞬态响应无片外电容的低压差线性稳压器的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0056]
参见图4，本发明提供的低功耗高瞬态响应无片外电容的低压差线性稳压器电路，包括直接驱动型误差放大器10，n型功率输出级20，自适应阻抗瞬态增强电路30和补偿电容40。
[0057]
直接驱动型误差放大器10是在传统ota电路基础上，引入了非线性电流镜技术、交叉耦合对技术，从而满足需求。
[0058]
传统ota电路参见图2，其增益带宽积为：
[0059][0060]
其中，m为电流传输比，数值上等于流经晶体管m4与m6的漏源电流比，在传统ota中，m等于晶体管m4与m6的尺寸比，i1为尾电流源晶体管m1的漏源电流，v
ov3
、v
ov7
分别为晶体管m3、m7的过驱动电压，g
m5
为晶体管m5的跨导。
[0061]
压摆率为：
[0062][0063]
其中，c
gs10
为晶体管m10的栅电容。
[0064]
从公式可以看出，静态功率和瞬态响应之间存在着不可调和的矛盾。
[0065]
因此本发明采用以下技术方案对传统ota进行改进：
[0066]
非线性电流镜：本发明将ota内部的电流镜(m4～m7)换成非线性电流镜(m4～m7、m11、m12)，当电路处于静态时，m4工作在饱和区，电流传输比m等于m4与m6的尺寸比，满足低功耗要求，而当电路处于动态变化时，m4很容易进入线性区，电流传输比m将发生变化，m4线性程度越深，m值越大。
[0067]
交叉耦合对：这是一种负电导技术，从参见图3可以看出，采用交叉耦合对后，晶体管m5和m14可以分别等效为一个压控电压源和输出阻抗，其中，v
in
为m5栅极的小信号输入电压，由于输入信号的差分关系，m14的栅极的小信号输入电压为-v
in
。gm为晶体管的小信号跨导，ro为晶体管的小信号输出阻抗。m14与m5电导g
m5
与g
m14
方向相反，则可以等效为m5跨导g
m5
减小，结合之前的公式，g
m5
减小时，电路放大倍数提高，主极点减小，增益带宽积增大。
[0068]
通过这两种改进，成功提升了电流传输比m、跨导g
m5
，使低功耗与高瞬态响应实现了共存。
[0069]
直接驱动型误差放大器10包括m1～m9、m11～m14，其中m1～m9为传统ota电路，m1为尾电流源，m2、3为差分对管，m4、5作为采用了二极管接法的负载，m6、7为受m4、5栅压控制的电流源，m8、9为电流镜；m11、12的引入实现了m4、5栅压变化的非线性，与m6、7构成了非线性电流镜，m13、14为引入的交叉耦合对。
[0070]
n型功率输出级20包括nmos功率调整管m10、反馈电阻r1和r2，他们共同构成共漏放大器。
[0071]
使用直接驱动型误差放大器10与n型功率级可以增加轻载跳变重载时的压摆率，为了解决重载跳变轻载时，压摆率不足的问题，本发明提出以下技术方案：
[0072]
自适应阻抗瞬态增强技术：当重载跳变轻载时，m15栅压增大，输出点负载电容上的电荷可以从m15的导电沟道快速泄掉。从而加快输出电压的恢复。
[0073]
自适应阻抗瞬态增强电路30是在直接驱动型误差放大器10基础上，引出m8的栅压作为控制信号，漏极接m10的源端。
[0074]
补偿电容40包括cc，其跨接在m10的栅端与两个补偿电阻的连接点上。
[0075]
最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其做出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。