专利名称：具功率因数调整的电源供应系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及有调变升压型功率因数校正器输出电压的策略与方法，主要是结合非对称半桥顺向式或返驰式转换器电路，用以达到高效率与薄型化的目的。
背景技术：
按，由于电子、电脑产品已十分普遍，同时，环保意识也日益受到重视，因此就电子、电脑产品耗电电流所产生谐波电流对电网和其他电气设备所造成严重谐波污染与干扰，亦视为欲改善的项目之一。
又，一般电子、电脑产品的电源，除使用电池外，均来自市电，由于其电源的电路结构为使用二极管整流、滤波后再经电流转换电路，因而造成虽然输入电压波形为正弦波，但输入电流波形却为脉冲式波形，由整流二极管与滤波电容器所组成的电路，造成为交流电压的瞬时值大于滤波电容器的电压时，整流二极管才导通，所以形成仅在输入电压的峰值大于滤波电容器上的电压值时，会有较大的输入脉冲电流波形的现象，故形成谐波电流及功率因数偏低(一般为0.6～0.7)的结果。
再者，所谓功率因数调整(Power Factor Correct)简称PFC，即在于提高电能转换效率，减少对电网及设备的危害，其传统的做法主要是在马达等电感性电机产品的电路利用并联电容器的方式使负载呈现阻抗，以达到改善的效果；然而，由于现在的电子、电脑产品属于整流性的负载，其电流波形不像电感性负载，仍为正弦波，而是脉冲波形，因此无法仅靠并联电容器便可达到提高功率的效果。
如图1所示，则是为一公知具有升压型功率因数校正器的电源转换器电路方块图，其整个电路架构是由电磁干扰(EMIElectroMagnetic Interference)滤波器10、整流与滤波电路20、升压型功率因数校正器30与脉波宽度调变直流对直流转换器40所组成；其应用在电路系统的方式则是如图2所示，其中，升压型功率因数校正器30配设有功率因数校正控制器31与输出电压回授控制电路32，整体电路的输入电压为经整流与滤波电路所产生的Vidc电压，而经升压之后的输出电压则为固定的Vpfdc电压，并不具备有可调变不同Vpfdc输出电压的功能，故仍存有进一步改良的空间。
至于，如图3所示，为公知升压型功率因数校正器输出电压的设计方式，当输入电压Viac由90Vac变化至264Vac时，输出电压Vpfdc一般都固定在某一电压(360V～380V)，因此在输入电压的范围如此宽广的情况下，较高输入电压即可获致较佳的效率，而输入电压若在低电压状况(例如90Vac)时，需将其电压升至较高的固定电压(360V～380V)，而其之间的电压落差较大，电源整体效率自然而然就会偏低。
发明内容
本发明涉及有调变升压型功率因数校正器输出电压的策略与方法，主要是结合非对称半桥顺向式或返驰式转换器电路，用以达到高效率与薄型化的目的。
为此，本发明提出的技术方案为一种具功率因数调整的电源供应系统，其是由EMI滤波器、整流与滤波电路、升压型功率因数校正器与非对称半桥转换器所组成；其中，该升压型功率因数校正器的电路内部设有功率因数校正控制器与输出电压回授控制电路，并且加入调变控制Vpgfdc输出电压电路，其控制即借由此电路与输出电压回授控制电路结合来予以控制功率因数校正控制器的工作周期，使其达到调变不同Vpfdc的输出电压。
该非对称半桥转换器的电路架构为非对称半桥顺向式转换器。
该非对称半桥顺向式转换器是在单一或串联叠加的变压器输入一次侧与控制电路构成联结的线路间设有主开关元件以及副开关元件，各变压器与该主开关元件的两接点之间配设有第一寄生二极管与第一寄生电容，与该副开关元件的两接点之间配设有第二寄生二极管与第二寄生电容；另外，于两变压器与控制电路之间外加一谐振电感与一阻隔电容；由谐振电感用以达成谐振功能，以令两变压器的漏感以及第一寄生电容与第二寄生电容，在开关之间的盲时产生共振，以分别达到主开关元件与副开关元件的零电压切换。
该非对称半桥转换器的电路架构为非对称半桥返驰式转换器。
该非对称半桥返驰式转换器是在单一或串并联叠加的变压器输入一次侧与控制电路构成联结的线路间设有主开关元件以及副开关元件，该主开关元件的两接点之间配设有第一寄生二极管与第一寄生电容，该副开关元件的两接点之间配设有第二寄生二极管与第二寄生电容；另外，于两变压器与控制电路之间外加一谐振电感与一阻隔电容；由主或副开关元件的切换来控制电路的动作，令各变压器具有同步整流功能，并利用谐振电感达到谐振功能，以令各变压器的漏感以及第一寄生电容与第二寄生电容，在开关之间的盲时产生共振，以分别达到主开关元件与副开关元件的零电压切换。
各串联变压器的输出二次侧是由变压器的次级绕组加上第一整流二极管与第二整流二极管，以及整流滤波电路所组成。
该整流滤波电路是由第一滤波电容、第二滤波电容与滤波电感所组成。
各串联变压器的输出二次侧是由变压器的次级绕组加上第一同步整流开关与第二整流开关，以及整流滤波电路所组成。
该整流滤波电路是由第一滤波电容、第二滤波电容与滤波电感所组成。
该控制电路是借由脉宽调制(PWMPulse-Width·Modulation)控制电路与驱动控制电路予以实现。
该主开关元件其中一接点的通路处设有第一饱和电感，该副开关元件其中一接点的通路处设有第二饱和电感。
本发明具功率因数调整的电源供应系统，为一种结合升压型功率因数校正器的高效率电源转换电路架构，借由调变控制升压型功率因数校正器的输出电压的动作，可以达成电源供应器整体效率的提高，并克服热(Thermal)问题，使其更适合应用于较大功率的输出与较宽广的输入电压范围。
图1为公知具有升压型功率因数校正器的电源转换器电路方块图；图2为公知具有升压型功率因数校正器的电源转换器应用在电路系统的电路架构示意图；图3为公知升压型功率因数校正器输出电压的策略设计图；图4为本发明的基本电路架构示意图；图5为本发明中非对称半桥顺向式转换器第一实施例的电路架构示意图；图6为本发明中非对称半桥顺向式转换器第二实施例的电路架构示意图；图7为本发明中非对称半桥顺向式转换器第三实施例的电路架构示意图；图8为本发明中非对称半桥返驰式转换器第一实施例的电路架构示意图；图9为本发明中非对称半桥顺向式转换器第二实施例的电路架构示意图；图10为本发明中非对称半桥顺向式转换器第三实施例的电路架构示意图；图11为本发明中非对称半桥顺向式转换器第四实施例的电路架构示意图；图12为本发明中用以调变Vpfdc输出电压的策略设计之一；图13为本发明中用以调变Vpfdc输出电压的策略设计之二；
图14为本发明中用以调变Vpfdc输出电压的策略设计之三；图15为本发明中用以调变Vpfdc输出电压的策略设计之三；图16为本发明中用以调变Vpfdc输出电压的策略设计之四；图17为本发明中用以调变Vpfdc输出电压的策略设计之五。
图号说明C1、第一寄生电容C2、第二寄生电容C3、阻隔电容C4、第一滤波电容C5、第二滤波电容D1、第一寄生二极管D2、第二寄生二极管D3、第一整流二极管D4、第二整流二极管IC1、PWM控制电路IC2、驱动控制电路L1、第一饱和电感L2、第二饱和电感L3、谐振电感L4、滤波电感Q1、主开关元件Q2、副开关元件Q3、第一同步整流开关Q4、第二同步整流开关T1、变压器T2、变压器10、EMI滤波器20、整流与滤波电路30、升压型功率因数校正器
31、功率因数校正控制器32、输出电压回授控制电路33、升压型电路输出电压Vpfdc调变控制电路40、脉波宽度调变直流对直流转换器50、非对称半桥转换器具体实施方式
为能使贵审查员清楚本发明的结构组成，以及整体运作方式，兹配合图式说明如下本发明具功率因数调整的电源供应系统，其电源供应系统的电路架构组成如图4所示，是由EMI滤波器10、整流与滤波电路20、升压型功率因数校正器30与非对称半桥转换器50所组成；其中，直流对直流的转换器电路即是采用非对称半桥转换器50的电路架构为主；至于，升压型功率因数校正器30的电路内部是设有功率因数校正控制器31与输出电压回授控制电路32，并且加入调变控制Vpfdc输出电压电路33，其控制即借由此电路与输出电压回授控制电路32结合来予以控制功率因数校正控制器31的工作周期(duty cycle)，使其达到调变不同Vpfdc的输出电压。
又，其非对称半桥转换器50的电路架构是可以为非对称半桥顺向式转换器或非对称半桥返驰式转换器的电路架构，如此搭配电源供应器整体效率可予以提高。
如图5至图7所示，为本发明中非对称半桥顺向式转换器的各实施方式的电路架构示意图，整个非对称半桥顺向式转换器的电路架构是在单一变压器T1(如图5、6的实施例所示)或串联的变压器T1、T2(如图7的实施例所示)的输入一次侧与由PWM控制电路IC1、驱动控制电路IC2所构成的控制电路之间设有主开关元件Q1以及副开关元件Q2，主开关元件Q1的两接点之间是配设有第一寄生二极管D1与第一寄生电容C1，其副开关元件Q2的两接点之间是配设有第二寄生二极管D2与第二寄生电容C2，并且分别在主开关元件Q1以及副开关元件Q2其中一接点的通路处设有第一饱和电感L1与第二饱和电感L2，而其变压器T1、T2的控制电路则是借由PWM控制电路IC1与驱动控制电路IC2来予以实现；另外，于变压器T1、T2与控制电路之间外加一谐振电感L3与一阻隔电容C3。
由谐振电感L3用以达成谐振功能，以令变压器TI、T2的漏感以及第一寄生电容C1与第二寄生电容C2，在开关之间的盲时(deadtime)产生共振，以分别达到主开关元件Q1与副开关元件Q2的零电压切换。又，阻隔电容C3(blocking capacitor)，由于其值足够大，跨于其上的电压可视为定值。
至于，变压器T1、T2的输出二次侧则是由变压器T1、T2的次级绕组加上第一整流二极管D3与第二整流二极管D4，或是采用第一同步整流开关Q3与第二同步整流开关Q4，以及由第一滤波电容C4、第二滤波电容C5与滤波电感L4所组成的整流滤波电路所达成。
在此电路架构中，主开关元件Q1与副开关元件Q2的工作周期(duty cycle)不相同，而为互补的情况，因此称之为非对称的架构。
另外，如图8至图11所示，是为本发明中非对称半桥返驰式转换器的各实施方式的电路架构示意图，整个非对称半桥返驰式转换器的电路架构是在单一变压器T1(如图8、9的实施例所示)或串并联的变压器T1、T2(如图10、11的实施例所示)的输入一次侧与由PWM控制电路IC1、驱动控制电路IC2所构成的控制电路之间设有主开关元件Q1以及副开关元件Q2，而其所谓串并联的变压器T1、T2是在变压器T1、T2的一次侧绕组是为串联方式，而变压器T1、T2的二次侧变压器绕组则为并联方式，使其功率可以平均分摊于其上。
其中，主开关元件Q1的两接点之间是配设有第一寄生二极管D1与第一寄生电容C1，其副开关元件Q2的两接点之间是配设有第二寄生二极管D2与第二寄生电容C2，并且分别在主开关元件Q1以及副开关元件Q2其中一接点的通路处设有第一饱和电感L1与第二饱和电感L2，而其变压器T1与变压器T2的控制电路则是借由PWM控制电路IC1与驱动控制电路IC2来予以实现；另外，于变压器T1、T2与控制电路10之间外加一谐振电感L3与一阻隔电容C3。
由谐振谐振电感L3用以达成谐振功能，以令变压器T1、T2的漏感以及第一寄生电容C1与第二寄生电容C2，在开关之间的盲时(deadtime)产生共振，以分别达到主开关元件Q1与副开关元件Q2的零电压切换。又，阻隔电容C3(blocking capacitor)，由于其值足够大，跨于其上的电压可视为定值。
至于，变压器T1、T2的输出二次侧则是由变压器T1、T2的次级绕组加上配合变压器T1、T2所附加的整流二极管(图式中以第一整流二极管D3与第二整流二极管D4加以区分)，以及由第一滤波电容C4、第二滤波电容C5与滤波电感L4所组成的整流滤波电路20所达成；又，变压器T1、T2的输出二次侧配合变压器T1、T2所外加整流二极管亦可以由同步整流开关(图式中是以第一同步整流开关Q3与第二同步整流开关Q4加以区分)所替代。在此电路架构中，主开关元件Q1与副开关元件Q2的工作周期(duty cycle)不相同，而为互补的情况，因此称之为非对称的架构。
前述的非对称半桥转换器不论是属于非对称半桥顺向式转换器或非对称半桥返驰式转换器的电路架构，皆可达成开关的零电压导通，使其切换损失能予以降低，并且在多重变压器叠加使用两颗或两颗以上的变压器时，可以将此磁性元件予以薄型化，并将其所消耗的功率适度分散在各变压器上，不致于造成变压器过热的问题产生。
再者，本发明是进一步在升压型功率因数校正器30的电路内部加入调变控制Vpfdc输出电压电路33，用来补偿低电压输入情况下，电源供应器整体的效率，使其Thermal的相关问题亦可获致相对的解决。而此调变控制电路则与输出电压回授控制电路互相结合，用来控制其工作周期(duty cycle)，达到调变升压型电路输出电压Vpfdc的目的。
至于，要调变Vpfdc输出电压在策略上设计发明各种不同的方式来达成效率的提升，例如图12所提出的第一种策略方法就是将Vpfdc输出电压分成二段Vpfdc1与Vpfdc2，也就是说在低输入电压范围90Vac～Viac1之间，将Vpfdc仅升压至Vpfdc1，而在输入电压范围Vica1～264Vca之间，则将Vpfdc升压至较高的Vpfdc2。
如图13所提出的策略方法就是将当输入电压在90Vac～Viac1之间改变时，Vpfdc的输出电压会随着输入电压的变化而线性调变，而输入电压在Viac1～264Vac之间，输出电压则维持在固定Vpfdc2。
在图14所提出的策略方法就是将当输入电压在90Vac～Viac1之间改变时，输出电压则维持在固定Vpfdc1，而输入电压在Viac1～Viac2之间，Vpfdc的输出电压会随着输入电压的变化而线性调变，而至于输入电压在Vica2～264Vca之间，输出电压则维持在固定Vpfdc2。
在图15所提出的策略方法就是将当输入电压在90Vac～264Vac之间改变时，Vpfdc的输出电压会随着输入电压的变化而线性调变。
在图16所提出的策略方法就是将当输入电压在90Vac～Viac1之间改变时，输出电压则维持在固定Vpfdc1，而输入电压在Viac1～264Vac之间，Vpfdc的输出电压会随着输入电压的变化而线性调变。
最后在图17所提出的策略方法就是将当输入电压在90Vac～Viac1之间改变时，输出电压则维持在固定Vpfdc1，而输入电压在Viac1～Viac2之间，输出电压会维持在另一固定Vpfdc2，而至于输入电压在Viac1～264Vac之间，输出电压则维持在固定Vpfdc3。
借由以上所提的策略方法，其电路的实现方式可经由不同的电路设计予以完成，然后再搭配后级的非对称半桥顺向式或返驰式转换器电路，如此整体的电源即可获至较好的效率；当然后级的转换器电路亦可为变频返驰式半谐振电路或是传统定频PWM返驰式、顺向式或半桥式的结构。
如上所述，本发明提供一种结合升压型功率因数校正器的高效率电源转换电路架构，不但可提高整体转换器的效率，解决半导体元件与磁性元件相关热的问题，更可经由效率的提高而达到使其产品更趋轻薄短小的目的，于是依法提呈发明专利的申请；然而，以上的实施说明及图式所示，是本发明较佳实施例之一，并非以此局限本发明，是以，举凡与本发明的构造、装置、特征等近似或相雷同者，均应属本发明的创设目的及申请专利范围之内。
权利要求
1.一种具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于其是由电磁干扰EMI滤波器、整流与滤波电路、升压型功率因数校正器与非对称半桥转换器所组成；其中，该升压型功率因数校正器的电路内部设有功率因数校正控制器与输出电压回授控制电路，并且加入调变控制Vpfdc输出电压电路，其控制即借由此电路与输出电压回授控制电路结合来予以控制功率因数校正控制器的工作周期，使其达到调变不同Vpfdc的输出电压。
2.如权利要求1所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该非对称半桥转换器的电路架构为非对称半桥顺向式转换器。
3.如权利要求2所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该非对称半桥顺向式转换器是在单一或串联叠加的变压器输入一次侧与控制电路构成联结的线路间设有主开关元件以及副开关元件，各变压器与该主开关元件的两接点之间配设有第一寄生二极管与第一寄生电容，与该副开关元件的两接点之间配设有第二寄生二极管与第二寄生电容；另外，于两变压器与控制电路之间外加一谐振电感与一阻隔电容；由谐振电感用以达成谐振功能，以令两变压器的漏感以及第一寄生电容与第二寄生电容，在开关之间的盲时产生共振，以分别达到主开关元件与副开关元件的零电压切换。
4.如权利要求1所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该非对称半桥转换器的电路架构为非对称半桥返驰式转换器。
5.如权利要求4所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该非对称半桥返驰式转换器是在单一或串并联叠加的变压器输入一次侧与控制电路构成联结的线路间设有主开关元件以及副开关元件，该主开关元件的两接点之间配设有第一寄生二极管与第一寄生电容，该副开关元件的两接点之间配设有第二寄生二极管与第二寄生电容；另外，于两变压器与控制电路之间外加一谐振电感与一阻隔电容；由主或副开关元件的切换来控制电路的动作，令各变压器具有同步整流功能，并利用谐振电感达到谐振功能，以令各变压器的漏感以及第一寄生电容与第二寄生电容，在开关之间的盲时产生共振，以分别达到主开关元件与副开关元件的零电压切换。
6.如权利要求3或5所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于各串联变压器的输出二次侧是由变压器的次级绕组加上第一整流二极管与第二整流二极管，以及整流滤波电路所组成。
7.如权利要求6所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该整流滤波电路是由第一滤波电容、第二滤波电容与滤波电感所组成。
8.如权利要求3或5所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于各串联变压器的输出二次侧是由变压器的次级绕组加上第一同步整流开关与第二整流开关，以及整流滤波电路所组成。
9.如权利要求8所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该整流滤波电路是由第一滤波电容、第二滤波电容与滤波电感所组成。
10.如权利要求3或5所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该控制电路是借由脉宽调制PWM控制电路与驱动控制电路予以实现。
11.如权利要求3或5所述的具功率因数调整的电源供应系统，其特征在于该主开关元件其中一接点的通路处设有第一饱和电感，该副开关元件其中一接点的通路处设有第二饱和电感。
全文摘要
本发明是为更适合应用于较低输入电源的电源供应系统，整体电源供应系统的电路架构在操作中不仅可以达到较宽广的输入电压范围，同时借由此控制调变技术更可提高整体转换器的效率，解决半导体元件与磁性元件相关热(Thermal)的问题，达到改善公知技术的电路设计，并且经由效率的提高使其产品更趋轻薄短小。
文档编号G06F1/26GK1670663SQ20041000637
公开日2005年9月21日 申请日期2004年3月1日 优先权日2004年3月1日
发明者梁适安 申请人:全汉企业股份有限公司