一种RFID微功耗高灵敏度解调器电路的制作方法

本实用新型涉及信号解调领域，尤其是一种RFID微功耗高灵敏度解调器电路。

背景技术：

随着无源射频识别技术在交通、门禁安全、身份识别、货物管理、自动控制和防盗防伪等领域的快速发展，对RFID标签的性能要求越来越高，主要体现在标签的通信距离、快速识别、多卡识别和成本等方面。而RFID标签中，解调器的功耗、灵敏度和环境适应性是影响RFID标签通信距离及应用领域的重要因素。目前，解调器的研究方向是提高解调灵敏度和环境适应性，降低功耗和成本。现有的RFID解调器电路通常采用二极管连接的MOS管电路结构或肖特基电路结构来实现包络检波。但是，采用二极管连接的MOS管进行包络检波时，只有在RF信号的幅值大于MOS管的阈值电压时才能正常解调，接收灵敏度较低。而肖特基二极管结构虽然具有较小的开启电压，但其开启电压随温度变化而变化较大，尤其在低温时，其开启电压会急剧增大，影响了解调灵敏度，且肖特基二极管与普通RF CMOS工艺不兼容，增加了工艺的复杂度，影响了RFID的成本及应用。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本实用新型的目的在于：提供一种接收灵敏度高、解调灵敏度高、功耗低和工艺复杂度低的，RFID微功耗高灵敏度解调器电路。

本实用新型所采取的技术方案是：

一种RFID微功耗高灵敏度解调器电路，包括包络检波器、纹波噪声滤波器、低通滤波器和迟滞比较器，所述包络检波器设有自举电路，所述包络检波器的输入端与射频信号输入端连接，所述包络检波器的输出端分别与纹波噪声滤波器的输入端以及低通滤波器的输入端连接，所述纹波噪声滤波器的输出端以及低通滤波器的输出端均与迟滞比较器的输入端连接。

进一步，所述包络检波器包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容和第六电容，所述第一电容的一端、第五电容的一端和第六电容的一端均与射频信号输入端连接，所述第一电容的另一端分别与第二MOS管的源极以及第三MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的漏极分别与第三MOS管的栅极、第五MOS管的栅极以及第四电容的一端连接，所述第三MOS管的源极分别与第二MOS管的栅极、第四电容的另一端、第五MOS管的源 极、第二电容的一端、纹波噪声滤波器的输入端以及低通滤波器的输入端连接，所述第二电容的另一端与接地端连接，所述第五MOS管的源极还与第四MOS管的衬底连接，所述第五MOS管的衬底分别与第四MOS管的源极以及接地端连接，所述第五MOS管的漏极分别与第四MOS管的漏极以及第五电容的另一端连接，所述第四MOS管的栅极分别与第三电容的一端、第一MOS管的源极、第六MOS管的栅极连接，所述第一MOS管的漏极和第六MOS管的源极均与第六电容的另一端连接，所述第六MOS管的漏极、第一MOS管的栅极和第三电容的另一端均与接地端连接，所述第一MOS管的衬底、第二MOS管的衬底、第三MOS管的衬底和第六MOS管的衬底均悬空。

进一步，所述迟滞比较器包括两级差分运算放大器、第一级反相器和第二级反相器，所述两级差分运算放大器的输入端分别与纹波噪声滤波器的输出端以及低通滤波器的输出端连接，所述两级差分运算放大器的输出端与第一级反相器的输入端连接，所述第一级反相器的输出端与第二级反相器的输入端连接。

进一步，所述第一MOS管、第三MOS管、第五MOS管和第六MOS管均采用PMOS管，所述第二MOS管和第四MOS管均采用NMOS管。

进一步，所述两级差分运算放大器包括电流偏置晶体管、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一负载晶体管、第二负载晶体管、第三负载晶体管、第四负载晶体管、第五负载晶体管和第六负载晶体管，所述第一晶体管的栅极与低通滤波器的输出端连接，所述第一晶体管的源极分别与第五负载晶体管的栅极、第三负载晶体管的漏极、第一负载晶体管的漏极、第一负载晶体管的栅极和第二负载晶体管的栅极连接，所述第二晶体管的栅极与纹波噪声滤波器的输出端连接，所述第二晶体管的源极分别与第六负载晶体管的栅极、第四负载晶体管的漏极、第二负载晶体管的漏极、第三负载晶体管的栅极和第四负载晶体管的栅极连接，所述第一晶体管的漏极、第二晶体管的漏极均与电流偏置晶体管的源极连接，所述第五负载晶体管的漏极分别与第三晶体管的栅极、第三晶体管的源极和第四晶体管的栅极连接，所述第三晶体管的漏极、电流偏置晶体管的漏极以及第四晶体管的漏极均与第一级反相器的输入端连接，所述第六负载晶体管的漏极分别与第四晶体管的源极以及第一级反相器的输入端连接，所述第一负载晶体管的源极、第二负载晶体管的源极、第三负载晶体管的源极、第四负载晶体管的源极、第五负载晶体管的源极和第六负载晶体管的源极均与第一级反相器的输入端连接。

进一步，所述第一级反相器包括第一管对，所述第二级反相器包括第二管对，所述第一管对和第二管对均由一对共源共栅的PMOS管和NMOS管组成。

进一步，所述电流偏置晶体管、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管均采用P沟道增强型MOS管，所述第一负载晶体管、第二负载晶体管、第三负载晶体管、第四负载晶体管、第五负载晶体管和第六负载晶体管均采用N沟道增强型MOS管。

进一步，所述纹波噪声滤波器由一阶RC滤波器构成。

进一步，所述低通滤波器由闭环运放构成。

本实用新型的有益效果是：包括包络检波器、纹波噪声滤波器、低通滤波器和迟滞比较器，通过包络检波器提取出射频信号的包络，然后经过纹波噪声滤波器滤波和低通滤波器取均值后送入迟滞比较器进行比较和整形，最终以CMOS电平形式进行输出，实现了解调的功能，功耗低，且与普通RF CMOS工艺兼容，降低了工艺的复杂度和RFID的成本；在包络检波器中增设了自举电路，使得包络检波器在射频信号的小于开启电压阈值时仍能正确提取出包络信号，克服了二极管连接的MOS管电路结构或肖特基电路结构这两种结构的缺点，接收灵敏度和解调灵敏度更高。进一步，迟滞比较器包括两级差分运算放大器、第一级反相器和第二级反相器，通过两级差分运算放大器和两级反相器的结构进一步提升了解调电路的抗噪性能。

附图说明

图1为本实用新型一种RFID微功耗高灵敏度解调器电路的系统结构图；

图2为本实用新型包络检波器的电路原理图；

图3为本实用新型迟滞比较器的电路原理图；

图4为本实用新型有源低通滤波器的电路原理图。

附图标记：1.包络检波器；2.低通滤波器；3.纹波噪声滤波器；4.迟滞比较器；RF_IN.射频信号输入端；DEM_OUT.迟滞比较器输出端；M1～M6.第一～第六MOS管；C1～C6.第一～第六电容；GND.接地端；V_RF.射频信号输入端的电压；VDC.包络检波器输出端的电压；MPO.电流偏置晶体管；MP1～MP6.第一～第六晶体管；MN1～MN6.第一～第六负载晶体管；INN.MP1的栅极输入电流信号；INP.MP2的栅极输入电流信号。

具体实施方式

参照图1，一种RFID微功耗高灵敏度解调器电路，包括包络检波器、纹波噪声滤波器、低通滤波器和迟滞比较器，所述包络检波器设有自举电路，所述包络检波器的输入端与射频信号输入端连接，所述包络检波器的输出端分别与纹波噪声滤波器的输入端以及低通滤波器的输入端连接，所述纹波噪声滤波器的输出端以及低通滤波器的输出端均与迟滞比较器的输入端连接。

其中，包络检波器，用于提取出射频信号的包络，得到包络信号；

纹波噪声滤波器，用于滤除包络信号中的高频分量，得到低频信号；

低通滤波器，用于取出包络信号的均值作为参考电平信号；

迟滞比较器，用于对低频信号和参考电平信号进行比较和整形，然后将比较和整形的结果以CMOS电平形式进行输出；

自举电路，用于在射频信号小于开启电压阈值时使包络检波器正确提取出包络信号。

参照图2，进一步作为优选的实施方式，所述包络检波器包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容和第六电容，所述第一电容的一端、第五电容的一端和第六电容的一端均与射频信号输入端连接，所述第一电容的另一端分别与第二MOS管的源极以及第三MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的漏极分别与第三MOS管的栅极、第五MOS管的栅极以及第四电容的一端连接，所述第三MOS管的源极分别与第二MOS管的栅极、第四电容的另一端、第五MOS管的源极、第二电容的一端、纹波噪声滤波器的输入端以及低通滤波器的输入端连接，所述第二电容的另一端与接地端连接，所述第五MOS管的源极还与第四MOS管的衬底连接，所述第五MOS管的衬底分别与第四MOS管的源极以及接地端连接，所述第五MOS管的漏极分别与第四MOS管的漏极以及第五电容的另一端连接，所述第四MOS管的栅极分别与第三电容的一端、第一MOS管的源极、第六MOS管的栅极连接，所述第一MOS管的漏极和第六MOS管的源极均与第六电容的另一端连接，所述第六MOS管的漏极、第一MOS管的栅极和第三电容的另一端均与接地端连接，所述第一MOS管的衬底、第二MOS管的衬底、第三MOS管的衬底和第六MOS管的衬底均悬空。

参照图3，进一步作为优选的实施方式，所述迟滞比较器包括两级差分运算放大器、第一级反相器和第二级反相器，所述两级差分运算放大器的输入端分别与纹波噪声滤波器的输出端以及低通滤波器的输出端连接，所述两级差分运算放大器的输出端与第一级反相器的输入端连接，所述第一级反相器的输出端与第二级反相器的输入端连接。

进一步作为优选的实施方式，所述第一MOS管、第三MOS管、第五MOS管和第六MOS管均采用PMOS管，所述第二MOS管和第四MOS管均采用NMOS管。

参照图3，进一步作为优选的实施方式，所述两级差分运算放大器包括电流偏置晶体管、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一负载晶体管、第二负载晶体管、第三负载晶体管、第四负载晶体管、第五负载晶体管和第六负载晶体管，所述第一晶体管的栅极与低通滤波器的输出端连接，所述第一晶体管的源极分别与第五负载晶体管的栅极、第 三负载晶体管的漏极、第一负载晶体管的漏极、第一负载晶体管的栅极和第二负载晶体管的栅极连接，所述第二晶体管的栅极与纹波噪声滤波器的输出端连接，所述第二晶体管的源极分别与第六负载晶体管的栅极、第四负载晶体管的漏极、第二负载晶体管的漏极、第三负载晶体管的栅极和第四负载晶体管的栅极连接，所述第一晶体管的漏极、第二晶体管的漏极均与电流偏置晶体管的源极连接，所述第五负载晶体管的漏极分别与第三晶体管的栅极、第三晶体管的源极和第四晶体管的栅极连接，所述第三晶体管的漏极、电流偏置晶体管的漏极以及第四晶体管的漏极均与第一级反相器的输入端连接，所述第六负载晶体管的漏极分别与第四晶体管的源极以及第一级反相器的输入端连接，所述第一负载晶体管的源极、第二负载晶体管的源极、第三负载晶体管的源极、第四负载晶体管的源极、第五负载晶体管的源极和第六负载晶体管的源极均与第一级反相器的输入端连接。

其中，电流偏置晶体管的基极外接基极偏置电路(该电路用于为电流偏置晶体管提供基极偏置电流)，图3中未画出。

参照图3，进一步作为优选的实施方式，所述第一级反相器包括第一管对，所述第二级反相器包括第二管对，所述第一管对和第二管对均由一对共源共栅的PMOS管和NMOS管组成。

进一步作为优选的实施方式，所述电流偏置晶体管、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管均采用P沟道增强型MOS管，所述第一负载晶体管、第二负载晶体管、第三负载晶体管、第四负载晶体管、第五负载晶体管和第六负载晶体管均采用N沟道增强型MOS管。

参照图1，进一步作为优选的实施方式，所述纹波噪声滤波器由一阶RC滤波器构成。

参照图4，进一步作为优选的实施方式，所述低通滤波器由闭环运放构成。

实施例一

参照图1-4，本实用新型的第一实施例：

针对现有技术接收灵敏度低、解调灵敏度低、功耗高和工艺复杂度高的缺陷，本实用新型提出了一种全新的解调器电路，以在普通RF CMOS工艺中实现微功耗、高灵敏度和低失真的功能。本实用新型的解调器电路结构如图1所示，该解调器电路主要由包络检波器、低通滤波器、纹波噪声滤波器和迟滞比较器构成。其中，包络检波器提取出调制信号的包络；纹波噪声滤波器滤除包络信号中高频分量，输出信号为低通滤波器取 出包络信号的均值作为参考电平，输出信号为V₂＝V×H(S)，H(S)为低通滤波器的传递函数；迟滞比较器将V₁和V₂进行比较、整形，以CMOS电平形式进行输出,实现解调的功能。

如图2所示，本实用新型的包络检波器电路采用了自举型包络检波电路结构。本实用新型的自举型包络检波电路结构在传统二极管连接形式的检波结构基础上，增加了自举电路(由M₆,M₁,C₆,C₃和M₂,M₃,C₂,C₄组成)。当RF信号在正半周期时，M₁向电容C₁充电；而RF信号在负半周期时,电容C₁通过M₁放电，充电电流的积分大于放电电流的积分。同理，当RF信号在正半周期时，M₂向电容C₄充电；RF信号在负半周期时,电容C₄通过M₂放电,放电电流的积分大于充电电流的积分。整个电路稳定时，图2中节点V₂的电压约为350Mv,节点V₄的电压约为-300mV，为MOS管M₄和M₅提供了静态偏置,从而降低了M₄和M₅的有效阈值电压，也降低了包络检波器的功耗。而即使RF信号幅值小于MOS管的阈值电压,通过该自举电路也能正确地提取包络信号,不受温度等因素的影响，提高了接收灵敏度和解调灵敏度。

普通的比较器并不具备抗噪声性能，导致其在输入信号存在大量噪声的情况下，它的输出同样会存在噪声。为了解决这个问题，本实用新型设计了一款抗噪声性能强的高性能比较器，其结构如图3所示。本实用新型的迟滞比较器的工作原理如下：

该比较器由两级差分运算放大器和两个反相器组成，其由MP0提供电流偏置。两个P沟道MOS管MP1和MP2构成了差分放大器，其接法被称为“源极藕合对”。而MOS管MN1、MN2、MN3和MN4则作为差分放大器的负载，MP3、MP4、MN5和MN6则作为两级差分运算放大器第二级放大器的单端输出。假设图3中i1的大小不变,MP1的栅极输入信号为INN，MP2的栅极输入信号为INP，则有以下结论：

(1)当INN＝INP时，有：i3＝i2＝0.5i1。

(2)当INN升高而INP不变时，MP1的栅源电压Vgs1变小，i2变小，i3不变；此时，MN1、MN2的栅极电压降低，导致i5变小，使得流过MN4的电流变大，MN4的栅源电压Vgs4随之升高；接着，i4会增大，反过来又会增大i2，从而减缓了i2变小的速度，延迟了输出电压的跳转时间，反之亦然。

此外，MN1、MN2、MN3和MN4是镜像电流匹配的管子，当MN2和MN3的尺寸越大，其所形成的阻抗越小，使得延迟效果越明显。因此，通过调整MN2和MN3的尺寸就可以调节输出电压发生时跳转电平的最高值VOH和最低值VOL，达到设计的要求。

如图4所示，本实用新型的低通滤波器采用了电压跟随器结构，使图1中迟滞比较器的输入端电压V₁和V₂具有相同的共模，保证了解调信号的占空比与RF信号一致。该低通滤 波器主要用于将包络信号的均值取出，作为后级比较器的参考电压，其工作电流小于100nA。

以上是对本实用新型的较佳实施进行了具体说明，但本实用新型创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本实用新型精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。