使用开关电容器模拟信号处理的电容式触摸感测系统的制作方法

本发明涉及电容式触摸感测系统。更具体地，本发明涉及使用开关电容器信号处理的电容式触摸感测系统。

背景技术：

电容式触摸传感器通常与诸如液晶显示器(lcd)的显示器组合使用以提供诸如智能电话、平板电脑或其它便携式设备的电子设备的用户界面。lcd可以用于向用户提供文本和图形信息。电容式触摸传感器可以用于感测用户与设备的触摸交互，包括在触摸传感器的表面上感测诸如手指、触笔或其它物体的敲击、滑动和旋转的运动。在其它应用中，触摸传感器单独使用，无需lcd或其它显示器即可接收用户输入。

电容式触摸传感器的设计要求包括低成本以及对噪声和其它电气干扰的抗干扰性。电容式触摸传感器一般在具有实质性电气干扰的环境中工作。在诸如智能电话的设备中，相邻的lcd或其它显示器由可能有噪声的信号驱动。设备的其它电路也可能是干扰源。对这种干扰的抗干扰性是一个重要的设计目标。由于智能手机和其它包含电容式触摸传感器的设备通常是具有较低利润率的商品，因此最小化部件成本和组装成本也很重要。

随着设备小型化并且变得更加高度集成，在一些情况下，期望将电容式触摸传感器电路与显示驱动器电路集成，所述显示驱动器电路产生驱动lcd或其它显示器所需的信号。传感器和驱动器电路甚至可以集成在相同的集成电路中或相邻集成。因此，触摸传感器将靠近显示像素，并且将从显示器拾取更多的噪声。在高度集成的实施例中，触摸传感器和显示器集成在单个组件中。在这种情况下，触摸传感器将在lcd基板上，远离传感器显示组件的盖玻片，从而远离手指、触笔或其它信号源。因此，当噪声大于常规实施例时，信噪比将相对较小。在这样的系统中，必须增加增益，从而提高灵敏度，以便能够检测传感器电容的小变化。然而由于背景电容大，不可能在常规的触摸感测系统中进行限幅。

传统的电容式触摸传感器利用模拟数字技术来感测与触摸传感器的触摸或其它交互。模拟数字输入电路通常采用广泛的数字信号处理技术。这些电路用于执行必要的电容感测和噪声滤波等工艺。然而，这些电路通常需要在一个或多个集成电路上的大的、昂贵的电路块。组件的成本通常与实现所需的集成电路面积成比例。模拟数字组件加上数字信号处理组件的成本可大大增加成品的部件成本和组件成本。其次，如果在数字域中进行信号处理，则模数转换器的任何低于最低有效位的信号都将丢失并且无法恢复。所使用的模数转换器以牺牲硅片面积为代价提高分辨率。

因此，需要一种电容式触摸传感器，其提供降低的成本、更高的灵敏度和改进的对噪声和其它电干扰的抗干扰性。

技术实现要素：

提出了一种从电容式触摸传感器提供对触摸传感器数据帧的改进扫描的系统和方法。帧表示整个电容式触摸传感器面板的扫描，提供指示电容式触摸传感器面板的触摸的数据(如果有的话)。电容式触摸传感器面板通常包括电容传感器cx的阵列或矩阵。每个电容式触摸传感器具有一个相关联的通道电路，其具有数量有限的可重复使用的部件。可以通过选择性地重新配置这些部件来重复使用通道电路的部件，以在通道电路的每个操作阶段提供必要的功能。示例性实施例采用连接到多组开关、电容器、运算放大器、比较器和数字计数器的多组n个电容传感器，用于感测相应n个电容传感器的电容变化。由控制电路提供的可选择的开关器件和配置数据用于重新配置和重复使用这些电路部件，以在离散的时间阶段中改变互连这些器件的电路拓扑。这有助于提高部件的使用效率并降低总体电路尺寸和复杂性。每个阶段负责不同的信号处理动作。在各种实施例中，这些阶段包括以下，这可以结合相关联的附图而被最好地理解。

阶段0，复位

该阶段在每个扫描帧的开始执行一次。它对所有相关联的电容器放电并复位所有相关联的数字计数器。所有积分器都将复位为初始值。

阶段1，对未知传感器电容cx充电

该阶段对每个传感电容器cx充电。监测进入传感器电容cx的电流，并使用积分电容器c2和c3在连续时间积分器中对进入传感器电容cx的电流进行积分。

阶段2，对未知传感器电容cx放电

该阶段对每个传感电容器cx放电。监测来自cx的放电电流并在相同的连续时间积分器中对来自cx的放电电流进行积分。电流被反相，使得将其增加到阶段1中的积分。因此，进入传感器电容cx的总电荷的两倍被存储在积分电容器c2和c3上。

阶段3，偏移去除和阶段4、5的设置

差分积分器中的积分电容器c2和c3与运算放大器断开，然后在反向c3之后进行并联连接。此操作会造成由于输入共模而导致去除c2和c3电压的任何差异。c2和c3上所得到的信号与cx成比例，并且用于阶段4和5的处理。

阶段4，共用以找到平均信号

在阶段4中，所有c3电容器上的一半信号电荷并联连接以共用电荷。所有c3电容器上产生的电压以及电荷是所有n个传感器的平均电荷。c5也被充电到vref以为阶段5做准备。

阶段5，初级积分

在该阶段中，从每个c2上的信号电荷中减去c3上的平均电荷，使得对于每个感测通道，仅将与均值的偏差用作信号。在此阶段期间，积分器被配置为开关电容积分器，并进行开关电容信号处理。在相同阶段中，根据通常称为σ-δ模拟到数字转换的信号处理步骤中的先前比较结果，减去或增加c5上的固定数量的电荷。这又是2ⁿ个周期，其中n是σ-δ转换器的位数，将剩余的模拟电荷转换成数字信号，其将与传感器电容减去平均电容成比例。

第6阶段，比较器

在该阶段中，在差分比较器中比较开关电容积分器的输出。如果比较器输出为正，则计数器增加一个计数，值d＝1，否则计数器递减一个计数，值d＝-1。d的值用于控制阶段5中c5电荷的积分符号，以提供σ-δ回路的负反馈。比较器输出是σ-δ调制的，并且在2ⁿ个周期上对来自比较器的正、负输出数求和之后，σ-δ回路将模拟信号电荷转换为等效的数字值。

附图说明

图1是电容感测电路的示例；

图2是电容感测电路的示例；

图3是常规电容感测电路的示例；

图4是模数转换(adc)电平对比电容的示意图；

图5是电容式触摸感测系统的示例框图；

图6是简化模拟前端(afe)电路的框图；

图7-11是示出在afe电路的各种操作模式中操作期间图6的afe电路的配置的一系列示例性电路图。

图12是适用于图6的模拟前端电路的开关矩阵的示例框图；

图13是示出适用于图6的模拟前端电路的连续时间积分器的操作的示例电路图；

图14是示出适用于图6的模拟前端电路的开关电容积分器的操作的示例电路图；

图15是示出图5的电容式触摸感测系统的并行自电容感测操作模式中的阶段定序器的状态图；

图16是示出图5的电容式触摸感测系统的并行自电容感测操作模式中的帧定序器的状态图；

图17是示出图5的电容式触摸感测系统的并行自电容感测操作模式中的通道定序器的状态图；

图18示出了电容式触摸面板中的互电容矩阵；以及

图19示出了示例性的hadamard矩阵。

具体实施方式

电容式触摸感测系统可以分为两大类，基于自电容的系统和基于互电容的系统。在基于自电容的系统中，测量传感器相对于地面的电容。在基于互电容的系统中，测量一对传感器的电容。这两种类型的系统都可以在诸如智能手机、平板电脑和其它电子设备的设备中应用。

在理论上，导电电极的自电容是隔离的电极的电容，使得所有其它导体和带电表面距离无限远。实际上，在空间中不可能有完全隔离的导体。诸如信号线、金属外壳和形成电容传感器基板的叠层的其它相邻导体增加了导体或传感器的自电容。因此，在触摸感测技术中，自电容是指传感器电极相对于包含导体或传感器的环境中的所有其它导体的电容。在大多数情况下，传感器的自电容简单地由相对于所有其它附近物体的所有电容的总和给定。因此，当手指靠近传感器时，它增加了传感器的自电容。自电容的变化可以被检测为手指的存在或手指与触摸传感器的相互作用。

在典型的应用中，触摸传感器的自电容可以在1pf到50pf的范围中，这取决于传感器与其它传感器、lcd驱动线、屏蔽层(如果有的话)以及相邻的传感器的接近程度。因此，在基于自电容的触摸感测解决方案中，众所周知，背景电容可以是信号的重要部分，特别是在小型化紧凑型系统中更是如此。这种背景电容的来源简单地是由于传感器基板叠加和布线寄生电容造成的。然而，所关注的实际信号不足背景电容的十分之一。除了背景电容的变化之外，在感测电路的设计中施加约束以减小增益，从而不会使感测系统饱和，这降低了有效灵敏度。这种系统的灵敏度限于：

其中cb是背景自电容，△c是由于手指或诸如触笔的其它物体的存在而导致的传感器电容的变化。

已知用于感测电容式触摸感测系统的电容的各种感测技术。驱动电压和测量电荷(dvmq)是一种通常使用的传感技术，这是因为它相对简单，并且由于传感器上的感测波形与正在测量的电容值无关。后一种功能提高了抗水性，因为其独立于电容，所有传感器都具有相同的波形。在相邻传感器两端具有相同的电压消除了对互电容的感测。通过不感测互电容，系统变得可抵抗会改变互电容的水的存在的影响。接下来，描述驱动电压测量电荷(dvmq)感测技术的操作。

在dvmq感测技术中，要测量的电容被充电到已知电压并且随后被放电。在充放电期间，通过测量进入电容器的总电荷量，可以使用以下关系得到电容：

其中△v是施加电压的差异，q是产生未知电容cx两端的电压变化量△v所需的电荷。为了得到q，需要对进入电容器的瞬时电流进行积分处理。这可以使用连续时间积分电路来完成。

图1示出适用于dvmq感测技术的连续时间积分电路100的实施例。积分电路100包括用于为待感测的电容器102上提供驱动电压的驱动电路104和积分器106。驱动电路104包括用于提供电压和电流驱动的放大器和串联电阻器。积分器106包括运算放大器(opamp)108、第一输入电阻器110、第一积分电容器112、第二输入电阻器114和第二积分电容器116。第一输入电阻器110耦合在驱动电路104的放大器的输出端120和运算放大器108的同相输入端之间。第一积分电容器112以反馈设置方式耦合在运算放大器108的反相输出和运算放大器108的同相输入之间。第二输入电阻器114耦合在待感测的电容器102处的感测节点122和运算放大器108的反相输入之间。第二积分电容器116以反馈设置方式耦合在运算放大器108的同相输出和运算放大器108的反相输入之间。也可以使用其它电路来提供类似的功能。

积分电路100作为连续时间积分器操作。方波输入信号被提供给驱动电路104的放大器的输入端124。积分电路100的输出是运算放大器108的同相输出。积分电路100的输出信号是方波，这是因为在信号的正边沿和负边沿期间电荷的流动是相反的。然而，如果在信号的负边沿期间翻转极性，则会产生阶梯信号。这是由于在信号的每个边沿向积分电容器增加电荷。

图2是适用于dvmq感测技术的连续时间积分电路200的替代实施例。在积分电路200中，在驱动电路104和积分器106之间增加了反相电路202。反相电路202包括被配置为从控制电路(未示出)接收控制信号的控制信号输入端204、206。可以使用任何合适的电路以在数字逻辑或模拟开关电路中使用适当的时序来实现反相电路202。通过及时向控制信号输入端204、206施加适当的控制信号，积分电路200的输出信号的相加极性可以在输入信号的交替正边沿和负边沿期间翻转。这样，在积分电容器上产生阶梯信号208。

阶梯信号可以表示为

其中n表示输入的方波信号的周期数。

图3是适用于dvmq感测技术的积分电路300的常规实施例。积分电路300实现基于开关电容的积分器。积分电路300包括积分器106、第一开关302和第二开关304。积分器106具有耦合在输出端和反相输入端之间的积分电容器cint。同相输入端耦合到地。第一开关302耦合在所感测的电容器cx和正电源之间。第二开关304耦合在所感测的电容器cx和积分器的反相输入之间。在本实施例中，仅来自方波的一个边沿的信号被积分，因此采样率降低。

第一开关302和第二开关304可以以任何合适的方式来实现，例如通过数字控制逻辑。第一开关302和第二开关304的断开和闭合由来自控制电路(未示出)的控制信号phi1和phi2控制。通过将适当定时的控制信号phi1、phy2施加到开关302、304，积分电路300工作以作为开关电容积分器。在这种感测技术中，n个积分周期后的输出电压仅为：

该技术的一个缺点是每个周期只得到一个样本。因此，离散时间采样频率为fs，其中fs是感测频率，即控制信号phi1和phi2的频率。因此，与图2所示的连续时间版本相比，对于相同的能量消耗，得到的样本数量只有一半。同样在图2所示的连续时间版本中，对于fs切换频率，得到2fs采样频率。在存在均匀宽带噪声的情况下，较高的采样频率将噪声折叠减少了2倍，因此带内噪声频谱密度在连续时间版本中为一半，这导致信噪比(snr)的固有倍增。使用第一版本dvmq感测技术的一些优点包括相同功率下获得两倍的样本数量，在存在宽带均匀噪声的情况下产生一半量的噪声折叠，以及基于两个电阻的比率进行的内置增益控制。

dvmq感测技术的增益可行性数值受积分器饱和度的限制。如上所述，背景自电容的存在产生大的背景信号，如果不被消除，则在每个积分周期积累。因此，在基于dvmq的自电容感测系统中，重要的是采用偏移消除技术。进而可以提高增益，提高端到端的系统灵敏度。

共模偏移和噪声消除

触摸感测系统中的背景自电容通常是恒定的，这是因为大部分背景自电容是由于对接地平面或传感器下方或与传感器相邻的其它导体的电容造成的。通过测量传感器面板两端的平均值并减去所有传感器的平均电容，可以大大抵消该常数偏移。只要所有传感器的变化均匀，这种方法可以自动适应背景自电容中的环境漂移。除了共模偏移消除之外，该技术还提供了共模噪声消除。在显示器集成触摸解决方案中，触摸传感器组装成与单个电子设备中的显示器相邻，来自显示器的噪声限制了触摸感测系统的总体snr。然而，当噪声主要是由于lcd显示器的所有像素所共有的vcom电压的电压切换引起时，来自显示器的大部分噪声是共模的。因此，该噪声分量(在所有传感器中均是常见的)能在信号处理开始时被消除。

图4是模数转换(adc)电平对比电容的示意图。如图4所示，如果背景电容cb在传感器面板的相应传感器两端具有变化值△cb，以确保所有相应的传感器都高于0adc值，则传递函数的下限将需要比cb低0.5*△cb，而中频值将为0.5(△cb+△cmax)。因此，灵敏度在名义上将是：

因此，假设△cb和△cmax低于平均值cb，可得到灵敏度的净改善。除了偏移消除之外，该方案还提供了改进的共模噪声抑制，如前所述。这在显示器集成实施例中是重要的。

图5是电容式触摸感测系统500的示例框图。电容式触摸感测系统500可以形成诸如智能电话、平板电脑或其它便携式设备的电子设备的一部分。在一些实施例中，电容式触摸感测系统500可以与诸如led显示器的显示器集成，使得电容式触摸感测系统500被配置为感测与显示器相邻或共同延伸的触摸表面的接触。电容式触摸感测系统500检测多个传感器中的哪一个或多个传感器被触摸激活，并且将关于检测到的一个或多个传感器的信息传送到电子设备的其它电路用于进一步处理。

该示例中的电容式触摸感测系统500包括寄存器502、通信模块504和多功能模块506和感测模块508。电容式触摸感测系统500的部件(包括寄存器502、通信模块504、多功能模块506和感测模块508)可以以与本文所示不同的方式来设置或划分以提供这里所描述的功能。这些部件可以集成在单个集成电路中，诸如能够实现数字和模拟电路的cmos集成电路。在其它实施例中，这些部件可以在系统级别上(诸如在两个或更多个彼此电气连通的集成电路中)集成到各种程度。

寄存器502包括用于存储数据的多个存储器存储位置，以供包括通信模块504、多功能模块506和感测模块508在内的其它部件使用。寄存器502可以包括配置寄存器，用于存储其它电路(诸如多功能模块506)要使用的数据，用于根据电容式触摸感测系统500的特定操作模式配置其它电路的操作。寄存器502还可以包括传感器数据寄存器，用于存储从感测模块508接收的并且代表触感表面的一个或多个触摸的触摸数据。因此，传感器数据寄存器能够与通信模块504和感测模块508传送数据，以将来自传感器块508的触摸数据传送到通信模块504，以与包含电容式触摸感测系统500的电子设备的其它电路进行通信。

通信模块504可以包括一个或多个通信电路。通信模块504的通信电路的示例功能包括将数据存储在寄存器502中以配置电容式触摸感测系统500的电路，以及从寄存器502读取数字数据。通信模块504包括输出端512和输入端514。输出端512可以包括用于与诸如微处理器或其它数据处理系统的主机设备进行数据通信的数字数据总线。输出端512可以使得能够将感测模块508确定并存储在寄存器502中的传感器数据传送给主机。输入端514可操作以从主机接收包括配置信息的数据。配置信息的示例包括用于控制和配置感测模块和多功能模块506的电路的信息。这种配置信息可以存储在诸如寄存器502的配置寄存器的存储器中。

输出512和输入514可以根据任何方便的协议实现数据的串行或并行通信。合适协议的示例包括集成电路(i²c)协议和串行外设接口(spi)协议。可以包括适当的时钟、纠错和误差检测以及其它通信特征以确保可靠的通信。

多功能模块506包括提供必要的辅助功能的电路，诸如电压调节、参考电压生成、睡眠控制逻辑、数字测试逻辑和频率振荡器。在一个实施例中，多功能模块506包含诸如低压降稳压器、带隙电压调节器、低速振荡器和主振荡器之类的模拟电路所需的各种模块。同样在示例性实施例中，多功能模块506包含用于控制进入和退出低功率睡眠模式、复位逻辑和测试电路的睡眠逻辑。此外，在一些实施例中，多功能模块506包括一个或多个数模转换器(dac)电路，其可操作以将数字数据转换为模拟信号。例如，多功能模块506还包括两个八位dac电路，其可以用作用于为传感器电容进行充电和放电的来源，下面将更详细地描述。dac输出电压由在寄存器502的存储器位置中的寄存器设置来设定。

感测模块508执行以下功能，包括对触摸感测模拟前端电路、模数转换器(adc)电路和数字滤波器电路进行排序。在示例性实施例中，感测模块包含模拟电路和数字电路。在该实施例中，感测模块508包括被配置为检测电容式触摸感测系统500的触摸传感器的触摸的模拟前端(afe)电路，被配置为耦合到一个或多个触摸传感器的输入端510，向寄存器502提供触摸信息的输出端512，以及被配置为从寄存器502接收信息的输入端514。输入端510可以包括多个相应的输入节点，每个输入节点与相应的触摸传感器电接触。可替代地，输入端510可以包括一个或多个输入节点，这些输入节点以诸如时间复用的一些合适方式复用到触摸传感器。

在操作中，感测模块508检测从电容式触摸感测系统500的触摸传感器接收到的信息。接收作为信号的变化(例如电压、电流或电容)的信息。在一些实施例中，触摸传感器被布置为在电容式触摸系统的触摸表面附近的导体的阵列或栅格。触摸传感器耦合到输入端510的一个或多个输入节点。当诸如手指或触笔的物体在触摸表面上靠近、触摸或滑动时，一个或多个触摸传感器的电容变化。感测模块传感器块508检测到作为电压、电流、电容或其它信号变化的变化，并提供关于变化的信息。信息作为数字数据在输出端512处提供给作为寄存器502的存储器。通信模块504随后可以访问寄存器的存储器以接收由感测模块传感器块508存储的信息，并将信息传送到其它电路进一步处理。感测模块传感器块508可以在输入端514处从寄存器502接收诸如配置信息的信息。例如，配置信息可以包括用于设定感测模块传感器块508的操作模式的信息。配置信息可以由通信模块504或多功能模块506写入寄存器502中的存储器。

图6是简化的自动前端(afe)电路600的框图。afe电路600执行触摸感测，其对连接到传感器输入节点的电容进行检测，并且在模数转换(adc)转换之后提供等效的输出数字数据。示例性实施例中的afe电路600包括开关矩阵602、积分器604、比较器606和抽样滤波器608。在其它实施例中，如本领域普通技术人员将会认识到的，还可以包括或替代附加电路。例如，在所示实施例中，afe电路600包括极性开关612。此外，在示例性实施例中，开关矩阵602、积分器604和比较器606内置在模拟电路中，抽样滤波器内置在数字电路中。afe600可操作以检测可能是电容式触摸面板的触摸传感器之一的未知传感器电容cx610的值。

该示例中的开关矩阵602被实现为九极单掷(9pst)开关。开关矩阵602具有输入端614、输出端616和控制输入端618。输入端614耦合到多个输入信号，如下面将更详细地讨论的。输出端614通过极性开关耦合到积分器604并且直接耦合到未知传感器电容cx610。控制输入端618耦合到多个控制信号。在操作中，控制输入端618根据afe电路600的当前操作模式接收一个或多个控制信号作为输入。响应于所接收的控制信号，开关矩阵601将输入信号中的一个输入信号在输入端614处耦合到输出端616。开关矩阵可以由任何合适的部件形成，诸如晶体管阵列，其可操作以响应于控制输入端618处的控制信号来选择输入端614处的一个信号。开关矩阵602的设计和实现完全在本领域普通电路设计者的技术范围内。

该简化示例中的积分器604包括运算放大器620、第一电容器622、第二电容器624、第一输入电阻器626、第二输入电阻器628、感测电阻器rs630、开关632和电容器634。运算放大器620具有标有负号的反相输入端和标有加号的同相输入端。类似地，运算放大器620具有标有负号的反相输出端和标有加号的同相输入端。

第一输入电阻器626耦合在传感器电容cx610和运算放大器620的同相输入端之间。第一积分电容器622以反馈设置的方式耦合在运算放大器620的反相输出端和运算放大器620的同相输入端之间。第二输入电阻器628耦合在传感器电容cx610和运算放大器620的反相输入端之间。第二积分电容器624以反馈设置的方式耦合在运算放大器620的同相输出端和运算放大器620的反相输入端之间。可以使用其它电路布置来提供类似的功能。

积分器604工作以作为连续时间积分器。方波输入信号被提供给开关矩阵602的输出端616。积分器604的输出是运算放大器620的同相输出和运算放大器620的反相输出的组合。积分器604的输出信号是方波，这是因为在信号的正边沿和负边沿期间，电荷的流动是相反的。通过添加极性开关612，基于在施加到传感器电容cx610的方波信号的每个边沿上积分电容器有附加电荷的结果，输出信号变为阶梯信号(如图2所示)。极性开关612的操作由施加到控制输入端636、638的控制信号控制。

比较器606具有在图6中标有负号的反相输入端，耦合到积分器604的反相输出端。此外，比较器606具有耦合到积分器604的同相输出端的标有加号的同相输入端。比较器606具有单端输出端640。

比较器606提供σ-δ模数转换。需要对积分器604提供的积分结果进行量化以进行评估和进一步处理。比较器606在积分器604之后提供简单的差分比较电路，并且用作量化器。

抽样滤波器608具有耦合到比较器606的输出端640的输入端642和输出端644。抽样滤波器608可以被实现为数字计数器。抽样滤波器608对从比较器606接收到的正的和负的比较结果的数量进行计数。在一些实施例中，由比较器606和抽样滤波器608提供的模数转换处理可被配置为具有10到16位分辨率。抽样滤波器608的输出被提供给输出端644，并且可以是多位数字值。

在一个实施例中，afe电路600在每个感测周期在六个阶段中操作。这些阶段被标记为复位/比较；充电；放电；设置；共模共用或cm_share；以及积分。每个周期从复位阶段开始，在此期间，积分器604的运算放大器620被设置为连续时间积分器，并且电容器622、624被复位到预定的电压或状态。

在充电阶段期间，传感器电容cx610被驱动为高并且电流在连续时间中被积分到积分器604中以及由比较器606形成的σ-δ模数转换器和抽样滤波器608中。

在放电阶段期间，通过适当地将控制信号施加到控制输入端636、638，极性开关被反转。传感器电容cx610被驱动为低并且电流在连续时间中被积分到相同的积分器604中，但是具有相反的极性使得两个电荷是相加的。

在放电阶段之后，在设置阶段，通过减去两个半电荷来消除输入共模与输出共模的差异。

在cm_share阶段期间，一半的电荷与其它afe电路共用并平均。在cm_share阶段结束时，积分器电容622、624中的一个将具有平均电荷。

在积分阶段中，从积分器604剩下的电荷的另一半中减去平均电荷，并且使用另外两个电容将积分器604重新配置为开关电容积分器，并且将根据先前的比较结果将电荷量q△加到积分中或者从积分中减去。因此，积分器604不是简单地积分共模消除信号，而是积分σ-δ模数转换器的误差信号。该误差信号是先前积分、当前共模消除信号以及q△之间的差值，q△是σ-δ模数转换器的满量程值。

随后，在下一个周期的复位阶段期间，使用比较器606量化积分结果，比较器606输出用于由抽样滤波器形成的up_down计数器的正或负信号。

在n个周期结束时，积分器的σ-δ模数转换器和积分电容器622、624被复位，并且开始下一个模数转换。模数转换的分辨率由下式给出：

b＝log2(n)

积分器和adc的详细工作将在后续部分中进行描述。

图7-14是示出在afe电路的各种操作模式的工作期间图6的模拟前端电路600的配置的一系列示例电路图。在图7-14的每幅图中，一般只显示有效的电路元件。在示例性实施例中，诸如运算放大器、电阻器和电容器之类的电路元件可以被添加到afe电路600的有效操作中或从afe电路600的有效操作中去除，或者甚至被重新配置以执行不同的功能。这可以以任何合适的方式完成，例如通过使用一个或多个晶体管作为开关将相应的电路元件电耦合或隔离于其它有效元件以形成必要的电路。此外，可以通过一系列操作阶段在时间上周期性地进行部件的这种重复使用，以处理接收到的信号。以这种方式重复使用部件允许减少部件的总数量，意味着需要更少的电路，使得可以构建更小的集成电路，因此可以更低成本且更可靠地构建电路。此外，与常规实现相比，这种重复使用电路部件的技术允许后端数字电路必须做更少的数据处理。

可以通过提供配置数据来实现电路部件的配置和重新配置，以实现不同顺序的操作阶段中的相同部件的重复使用，该配置数据被选择以适当地配置部件以形成每个阶段的必要电路。在图5的示例中，配置数据可以由通信电路504或多功能506写入寄存器502，并由感测模块508从寄存器读取。可以为电容式触摸感测系统500的每个相应操作模式预设配置数据。当由感测模块508读取配置数据时，配置数据用于将相应的电路元件电耦合或隔离于其它有效元件，以形成特定操作模式所需的必要电路。实现本文描述的功能所需的切换电路的实现在本领域普通电路设计者的技术范围内。

图7示出了在工作的充电阶段期间afe电路600的配置。在图7中仅示出了在充电阶段期间有效的相关电路元件。在工作的充电阶段期间，积分器604通过对感测电阻器rs630两端的电压积分以对已进入传感器电容cx610的电荷进行积分。通过感测电阻器rs630并通过开关矩阵602施加电流。开关矩阵602的输入端614耦合到多个输入信号。在该示例中，这些输入信号包括标记为vin的输入电压，标记为gnd的地电位，标示为van、vref、vdac0、vdac1、busa和busb的参考电压。另外还可以提供其它信号。控制输入端618接收控制信号以选择诸如vin之类的输入信号中的一个，以施加到开关矩阵602的输出端616，用于对传感器电容cx610充电。

在所述充电阶段期间，电压van通过开关矩阵602施加到传感器电容cx610。进入充电传感器电容cx610的电荷根据电阻比rs/(rs+rint)进行缩放，并且积分到积分电容器c2622和c3624中。总电荷的一半进入每个相应的电容器622、624。该充电阶段周期结束时的最终输出电压由以下关系给出：

其中，

∫icx(t)dt＝cxvan

因此，

在该示例中，充电阶段的持续时间通常为500ns，但包括时钟周期数的持续时间可通过寄存器502中的寄存器设置来编程。

图8示出了在放电阶段期间afe电路600的配置。图8中仅示出了在放电阶段期间有效的相关电路元件。放电阶段类似于上面结合图7描述的充电阶段。来自传感电容器cx610的放电电流被集成到积分电容器c2622和c3624上，并被增加到先前的积分上。由于放电电流与充电电流相反，为了形成两个相加，积分器的端子如图8所示被翻转。在该示例的放电阶段中，通过致动极性开关612(图6)使充电极性反转。这可以通过将适当的控制信号施加到控制输入端636、638来完成。

在一对充电和放电阶段结束时，积分结果将是：

因子2是将施加到传感电容器cx610的充电波形的两个边沿进行积分的结果。图7和图8示出了在充电阶段和放电阶段期间包括额外的存储电容器c1702和c4704。与示例性实施例中的其它电路元件的情况一样，可以从afe电路600中选择性地包括或省略电容器c1702和电容器c4704。特别地，电容器c1702和电容器c4704可以与积分电容器c2622和c3624并联耦合。在充电阶段和放电阶段两个阶段中，c1702和c4704均保持上一个周期的积分结果，并且电容c5634被充电到参考电压vref。vref可以是任何合适的电压，并且可以例如在多功能模块506(图5)中产生。电容器c1702和电容器c4优选具有相同的电容值。

在该示例中，放电阶段的持续时间通常为500ns。然而，该示例中的该值可通过寄存器502中的寄存器设置进行编程。

图9示出了在操作的设置阶段期间afe电路600的配置。在图9中仅示出了在操作的设置阶段期间有效的相关电路元件。

在充放电阶段结束时，积分器604的输入共模将为0，并且输出共模将为放大器输出共模，例如vdd/2。由于这种共模的差异，积分电容器622、624上的额外电荷没有信号分量，是不被关注的。另外，这样就不可能在存在这个附加电荷的情况下在通道上减去共模信号。在放电阶段结束时，每个电容器c2622和电容器c3624上的实际电荷为：

qc2＝+0.5*vddc2+qs

qc3＝-0.5*vddc3+qs

因此，在该设置阶段期间，连接两个电容器c2622和c3624，使得额外的共模电荷被消除并且仅剩下信号电荷。在设置阶段期间，运算放大器620不被使用，并且被设置为单位增益配置以避免导轨化。电容器c1702和电容器c4704仍然保持先前的积分结果，并且电容器c5634保持充电至vref。在设置阶段结束时，电容器c2622和电容器c3624的组合电荷等于：

因此

qc2＝qc3＝qs

因此，在设置阶段结束时，电容器c2622和电容器c6244中的每一个将分别具有一半的信号电荷。在一个实施例中，设置阶段具有120ns的持续时间。

图10示出了在共模共用或cm_share操作阶段期间afe电路600的配置。图10仅示出在cm_share操作阶段期间有效的相关电路元件。

cm_share操作阶段涉及电容式触摸感测系统500的多个通道中的共模操作。每个通道包括模拟afe电路600的模拟前端电路。每个通道电耦合到一个传感器以检测模拟感测电容器cx610的感测电容器的值。包括afe600和模拟afe电路的多个通道是感测模块508(图5)的一部分。

由于在设置阶段(图9)结束时，信号电荷的一半在两个电容器c2622和c3624中的任一个上，现在可以通过共用所有通道的电容器c2622和c3624中的一个来找到所有通道的共模信号。这样做会固有地将所有电容器设定为相同的电压，因此它们将具有相同的电荷，即所有通道的平均电荷。在该示例中，每个通道的电容器c3622或afe电路使用共模总线1002与彼此的电容器c3622并联耦合。该耦合可以通过选择将诸如电容器c3622之类的器件切换进电路和切换出电路并与通用模式总线通信来实现。

在cm_share阶段结束时，每个通道的电容器c3622将具有：

该示例中的cm_share阶段的持续时间为120ns。由于共模电路没有开始充电，所以需要m+1分频。

图11示出了在积分操作阶段期间的afe电路600的配置。图11仅示出在积分操作阶段只有有效的电路元件。

在cm_share阶段(图10)结束时，电容器c1702和电容器c4704将保持先前的积分结果。电容c2622将存储电量qs。每个通道的电容c3624将具有平均电荷，并且电容c5634将具有满量程电荷。在积分阶段期间，将所有这些信号相加在一起，使得合成的电荷出现在电容器c1702和电容器c4704上。电容器c5634的电荷将根据先前比较的结果进行加法或减法。

最后，在积分阶段结束时，电容器c1702和电容器c4704上的总电荷由下式给出：

qc1(n)+qc4(n)＝qc1(n-1)+qc4(n-1)+qs-qavg+d(n-1)*qc5

由于运算放大器620的对称性，并且由于电容器c1702和电容器c4704的值优选为相等，所以该电荷在电容器c1702和电容器c4704之间平均分配。如果电荷为正，则所得的电压为正，反之亦然。由于σ-δ模数转换器的负反馈，如果在第(n-1)个周期中电压为正，则在第n个周期中减去电容器c5634上的电荷，如果在(n-1)个周期中电压为负，则在第n个周期增加该电荷。在稳态下，闭环尝试将积分器处的电压尽可能保持为接近零。在该示例中，积分阶段具有120ns的持续时间。

最后的操作阶段是比较阶段。对于σ-δ模数转换器的工作，需要对积分结果进行量化。比较器606在积分器604之后形成简单的差分比较器并用作量化器。在该阶段中，积分器604保持在与图11所示的积分阶段相同的状态，并且比较器606被使能用于进行比较。在该阶段之前，比较器606可以保持在复位状态。比较器606检测来自积分器604的输出电压是正还是负，并且将两条线中的任一条线驱动为高电平。比较器606优选地在120ns内确定积分器604的状态。在比较阶段结束时，结果被锁存在内存中。

图12是适用于图6的模拟前端电路600的开关矩阵602的示例框图。开关矩阵602包括开关电路1202和缓冲电路1204。开关矩阵602用作可编程的通用驱动电压选择器，其允许在每个阶段期间对驱动到传感器的电压进行编程。

示例实施例中的开关矩阵602的开关电路1202可以从九个不同的电压源中选择在充电阶段和放电阶段期间驱动。因此，开关电路1202作为单极9掷(sp9t)开关操作。根据选择编程数据执行选择，该选择编程数据可操作为使得开关电路1202(诸如晶体管)的必要的开关部件能够完成从输入端614到开关矩阵602的输出端的电路路径。

用于使得开关电路1202能够为特定操作模式选择特定电压的数据可被存储在寄存器502中以供感测模块508访问(图5)。在一个示例中，存储在寄存器中的所需选择编程数据的副本有两个。当传感器被感测时，选择编程数据的第一个副本适用。当传感器未被感测时，选择编程数据的第二个副本适用。第二组寄存器参数在传感器未被感测时在充电阶段和放电阶段设定保护电压。

缓冲器电路1204用于提供必要的电流驱动和电压放大。缓冲电路1204缓冲诸如vref、vdac0和vdac1之类的弱驱动电压。当选择其它电压时，缓冲器被禁用，处于三态或高阻态。

除了缓冲器和sp9t开关之外，开关矩阵602还包含感测电阻器630和可编程调整电容器ctrim1206。调整电容器1206将用于调整各种通道的背景电容，使得它们在更小的范围内。

图13是示出适用于图6的模拟前端电路600的连续时间积分器1300的操作的示例电路图。积分器1300包括运算放大器1302、第一积分电容器1304、第二积分电容器1306、第一积分电阻器1308、第二积分电阻器1310、第一检测电阻器1312和第二检测电阻器1314。运算放大器1302具有由负号表示的反相输入端和由加号表示的同相输入端以及由负号表示的反相输出端和由加号表示的同相输出端。运算放大器1302可以是适于执行本文描述的功能的任何电路。第一积分电容器1304耦合在运算放大器1302的反相输出端和运算放大器1302的同相输入端之间。第二积分电容器1306耦合在运算放大器1302的同相输出端和运算放大器1302的反相输入端之间。第一积分电阻器1308耦合在运算放大器1302的同相输入端和第一检测电阻器1312之间。第二积分电阻器1310耦合在运算放大器1302的反相输入端和第二检测电阻器1314之间。为了建模，电压源耦合在第一检测电阻器1312和第二检测电阻器1314之间。

电容式触摸感测系统500的每个afe电路600包含具有可变积分电阻器rint1308、1310的完全差分电压积分器1300，其允许改变积分器1300的增益。每个通道的积分电阻器1308、1310的rint值可以在寄存器502中可编程。值reg可被写入寄存器502中的存储位置，并且随后从存储位置读取以对积分器1300进行编程。rint的值由下式给出：

rint＝reg*rs，

其中rs＝50欧姆。

输入信号vin是充电和放电电流流过的感测电阻器2rs上的戴维南等效电压。因此，

vin(t)＝2rsic(t)

其中ic(t)是进出传感电容器的瞬时电流。因此，连续时间积分器1300对进出传感电容器的瞬时电流进行积分，其等于流入和流出电容器的总电荷。

通过在σ-δ模数转换器的开关电容器(sc)积分器内部重复使用运算放大器1302而形成连续时间积分器1300。在充电阶段和放电阶段中运算放大器1302被配置为连续时间积分器。

图14是示出适用于图6的模拟前端电路600的开关电容积分器1400的操作的示例电路图。积分器1400包括运算放大器1402、第一积分电容器1404、第二积分电容器1406。运算放大器1402具有由负号表示的反相输入端和由加号表示的同相输入端，以及由负号表示的反相输出端以及由加号表示的同相输出端。运算放大器1402可以是适于执行本文所述功能的任何电路。第一积分电容器1404耦合在运算放大器1402的反相输出端和运算放大器1402的同相输入端之间。第二积分电容器1406耦合在运算放大器1402的同相输出端和运算放大器1402的反相输入端之间。

如上所述，单个运算放大器1402可以在连续时间积分和开关电容器积分之间共用。运算放大器1302在充电阶段和放电阶段中被配置为连续时间积分器1300。在设置阶段和cm_share阶段，运算放大器1400不被使用并被配置为单位增益配置以避免输出导轨化。在积分阶段期间，运算放大器1400被配置为由积分电容器1404、1406形成的开关电容积分器1400。

在图14所示的开关电容积分器配置中，运算放大器1402将来自c2、c3和c5的电荷集成到c1和c4上。与电容器c5的电荷增加的极性取决于先前的比较结果。来自电容器c2的电荷被相加，来自电容器c3的电荷被减去。该积分的最终净结果将共模消除信号电荷和来自由电容器c5形成的1位数模转换器的电荷积分到电容器c1和电容器c4上。因此，该开关电容积分器1400也成为σ-δ模数转换器内部的积分器。

σ-δ模数转换器集成到afe积分器中以节省功率和面积。该设计允许使用一个运算放大器、五个电容器和比较器进行信号采集、共模消除和模数转换，例如如图6所示。这导致了简洁、高效的架构，其不仅重复使用电路，而且还重复使用经常在开关电容器(sc)电路拓扑中被浪费的电荷。

σ-δ模数转换器通过积分误差信号来操作，误差信号是信号电荷与图14中的电容器c5的数模转换电荷之间的差异。如果积分误差信号为正，则在下一周期中减去数模转换电荷，反之亦然，以保持积分器接近零差分电荷。每个感测周期的积分器的符号(+1或-1)表示信号。

在比较器606之后，由抽样滤波器608形成的升降计数器对正和负的比较结果的数量进行计数。模数转换器可以根据每个模数转换的周期数被配置为具有10到16位分辨率。在n个感测周期之后，结果值与信号成比例。如果信号更为正，则需要更多次数字到模拟转换电荷被减去的周期，因此输出将具有更多+1值，反之亦然。升降计数器将根据每个通道的寄存器设置而具有复位值，因此允许负信号。当进行共模消除时，负信号是可能的，这时因为一些通道可以具有低于平均值的自电容。

感测模块508(图5)包含用于共模信号生成的附加共模感测电路。不同于其中相应耦合到电容式触摸传感器设备的传感器的感测电路，共模感测电路不耦合到传感器。该通道的输出通常与所有通道的平均值成比例。除了信号的原点不同以外，共模感测电路与感测电容式触摸传感器设备的传感器的状态的其它感测电路相同。因此，共模感测电路提供消除系统误差的电路。由于没有附加到共模感测电路的电容，所以它将仅转换来自所有感测电路的平均电荷。在顺序自电容感测模式期间，共模感测电路作为唯一的操作感测电路操作，并且激活来自共模感测电路的附加开关以将共模感测电路的输入连接到通信总线。以这种方式，共模感测电路连接到通信总线，并且通信总线顺序地连接到所有其它感测电路。在感测电路连接到通信总线的时间期间，其扫描参数用于共模感测电路而不是感测电路本身。操作模式的细节将在下面的部分中描述。

感测定序器

示例性实施例中的电容式触摸感测系统500(图5)包括感测定序器。感测定序器是对相应的感测阶段和状态进行序列化的状态机。感测定序器为afe电路600(图6)中使用的所有模拟块提供定时和控制。基于配置寄存器，afe电路600可以以三种模式操作：

并行自电容感测模式(pss模式)

顺序自电容感测模式(sss模式)

编码相电容感测模式(cms模式)

可以基于三个嵌套for循环或状态机来描述这三种模式。首先是通道定序器，它通过sss模式中的使能通道进行序列化。每个通道包括afe电路600。其次是对n个感测周期进行排序的扫描定序器。最后的阶段定序器对6个阶段进行排序。以下描述使用的各种术语和相应的层次结构。

1帧＝每个通道1次扫描

1次扫描＝n(＝2b)个感测周期数

1个感测周期＝6个阶段

操作模式

pss模式

在pss模式中，所有启用的传感器被同时驱动，并且进入每个传感器的电流被同时积分。在充电阶段和放电阶段期间，每个传感器根据每个通道的配置寄存器连接到一个节点。在设置阶段，如上所述配置afe电路的运算放大器的cm_share阶段、积分阶段和比较阶段。随着感测发生，模数转换在所有通道上基本同时发生。

在任何模数转换(n＝2^b个感测周期)之前，在复位阶段中感测定序器将复位所有电容器并将抽样滤波器复位为复位值。在模数转换之后，感测定序器将继续感测并获取更多数据，直到配置为存储数据的帧缓冲区被充满。模数转换数据通过数字滤波器进行排序，最后进入帧缓冲区。

在每个帧之后，将经滤波的数据传送到帧缓冲器，并且置位信号data_irq_a或data_ira_b中的一个。这反过来导致置位irq引脚上的信号，其指示到主机的数据的可用性。感测定序器继续获取另一帧数据以填充帧缓冲器。但是在第二帧结束时，如果主机尚未读取数据，并且如果两个irq信号仍然被置位，则定序器将进入低功耗睡眠模式。

图15是示出图5的电容式触摸感测系统的并联自电容感测操作模式中的阶段定序器1500的状态图。在1502中，扫描定序器(图16)启动复位阶段。这持续了11个时钟周期，并且与上一个周期的比较阶段状态1504的时间重叠。在复位阶段之后，控制进行到充电阶段的状态1506。在50个时钟周期之后，控制进行到放电阶段状态1508。在另外50个时钟周期之后，在状态1510，进入设置阶段。在11个时钟周期之后，控制进行到状态1512，并且进入另外11个时钟周期的cm_share阶段。随后，在状态1514，进入积分阶段25个时钟周期，然后控制进行到比较阶段的状态1504，持续11个时钟周期。然后控制返回到图16的扫描定序器。这里所示的每个状态中的时钟周期的数量仅是示例性的。

图16是示出图5的电容式触摸感测系统的并行自电容感测操作模式中的帧定序器1600的状态图。图16示出了比图15所示的阶段定序器高一级的过程。该过程称为扫描定序器1600，并且在一次完整扫描结束时，它迭代阶段序列并且将模拟数字转换器数据移转到数字滤波器。扫描定序器1600由通道定序器(图17)启动，其在状态1602处启动复位操作。在该示例中的状态1602在阶段定序器1500(图17)被调用之前保持6个时钟周期。在阶段定序器的操作之后，控制进行到状态1604，其中将感测数据存储到存储器中用于进一步处理。然后控制返回到图17的通道定序器。

sss模式

在sss模式中，所有被启用的传感器按顺序一次一个被感测。由于传感器按顺序一次一个被感测，所以在该模式中，在任何一个时间只有一个afe电路600被使能。然而，所有开关矩阵电路602都是具有功能的。在这种模式中，共模感测电路传感器输入通过外部开关连接到通信总线。然后，在每个传感器按顺序的有效时段期间，传感器的开关矩阵用于将其连接到通信总线。在顺序模式中，没有共模信号的概念，因此不能应用共模消除。然而，由于只有一个传感器使能，所以平均值就是其本身，减去这样的电荷会导致一个空信号。因此，在积分阶段，需要增加平均电量qavg而不是减去。因此，在此模式期间，称为avg_subtract信号的单独信号被置为无效，因此在积分阶段期间，增加信号本身的平均电荷而不是减去信号本身的平均电荷。

用于sss模式的阶段定序器(图15)和帧定序器(图16)与pss模式中的相同。然而，在每次扫描之后，另一个循环(比帧定序器高一个级别)一次一个地迭代所有使能的通道。这被称为通道定序器。

图17是示出图5的电容式触摸感测系统500的并行自电容感测操作模式中的通道定序器1700的状态图。电容式触摸感测系统500保持在低功率睡眠模式状态1702，直到发生唤醒信号。控制进行到加载新的配置信息的状态1704。例如，配置信息可以从寄存器502加载到感测模块508(图5)。然后控制进行到帧定序器1600(图16)。在帧定序器1600完成时，将一帧数据加载到帧缓冲器。在该示例中该过程重复，直到已经加载16帧(状态1706)。然后控制进行到状态1708。信号data_irq_a或data_irq_b可以被置位，指示数据可用。如果可用数据帧尚未被读取，则然后控制返回到帧定序器1600以接收更多的数据或者进入睡眠模式(状态1702)。

cms模式

在cms模式中，afe电路600(图6)感测传感器对之间的互电容。可以一次扫描一行以检测触摸面板中的所有互电容。然而，更有效的解决方案是将行正交码驱动到行上，并根据检测到的列上的电容计算互电容矩阵。结合图18和19描述该过程。

图18示出了电容式触摸面板1802中的互电容矩阵1800。互电容矩阵1800被布置为与多个列相交的多个行。这些行形成传感器，并且由开关矩阵602的信号驱动，每行一个开关矩阵602。列形成电容式触摸面板的传感器。每列具有相关联的模拟前端(afe)电路，其包括积分器604以检测该列的传感器的状态。

互电容矩阵1800可以与hadamard矩阵相关联。hadamard矩阵是一个方阵，其各项是+1或-1，其行是正交的。例如，具有r行数的矩阵需要长度为r的正交码集合，因此码矩阵将为hrr。由矩阵项表示的正交码可以用于计算互电容矩阵1800的互电容矩阵。正交码可以用于设定要施加到互电容矩阵1800的各行的电压的极性。正交码代码，每行一个哈达玛矩阵，可以按时间顺序施加到互电容矩阵1800的各行。为了通过传感器发送rxr矩阵，需要r个时隙，使得在每个时隙期间rxr矩阵一行施加到互电容矩阵1800。由于在每个时隙中所有驱动线被激励，所以称为基于码分多址(cdma)的触摸感测方案提供了更高的信噪比(snr)。在这种模式中，在所有的传感器中，有些传感器被配置为仅用于驱动(行)，有些传感器被配置为仅用于感测(列)。代替在同一传感器上进行驱动和感测，在cms模式中，行传感器与正交码一起驱动，而如pss模式一样一起检测所有列传感器。

在cms模式中，定序器通过加载新的配置数据开始，配置数据包括要在相应阶段中施加的电压的极性。假设r个传感器被配置为被驱动，并且c个传感器被配置为被感测，使得r+c<s，其中s是通道的总数。传感器矩阵将具有rxc个互电容节点，如图18所示。此外，假设要使用hadamard代码来驱动传感器。图19示出了r＝8的hadamard矩阵1900。在此示例中将r设定为8时，可以指定任意数量的行和列。

在这种情况下，在第一时隙期间，所有传感器需要以正极性驱动，如hadamard矩阵1900的最上面一行所示。因此，主机将在充电阶段期间将相应通道的开关矩阵602配置为正，在放电阶段期间将相应通道的开关矩阵602配置为负。此外，由于信号将是r倍大，主机将所有c感测通道的增益配置为1/r，以避免每列的积分器604饱和。定序器为n个周期排序，并且随后采集模拟数字转换器数据，以获得每个感测通道的一个结果，将结果存储在帧缓冲器中。然后，定序器通过irq向主机发出数据可用性。

随后，主机为第二时隙配置寄存器，使得各种驱动通道的驱动极性根据代码而定。hadamard矩阵1900示出了交替极性的示例代码。也可以使用其它代码。在该时隙期间和随后的时隙期间，在不存在手指、触控笔或触摸面板表面的其它物体的情况下净信号为零，因此所有感测通道被配置为更高(单位)增益。具有负极性的驱动通道将被配置为在充电阶段期间具有负电压，在放电阶段期间具有正电压。

在经过所有r个时隙之后，主机将具有足够信息的rxr电容数据点来解码实际的电容矩阵。如果电容矩阵由矩阵crc表示，则感测电容为：

src＝hrrcrc

src矩阵表示编码电容矩阵。如果与hadamard矩阵的情况一样hrr具有正交码的属性，则可以得到其倒数，因此crc可以重建为：

可以示出，这样的矩阵总是可逆的，并且矩阵求逆可以在没有复矩阵操作的情况下完成，并且通过简单地使用矩阵的转置并除以矩阵的阶来完成。

可以在主处理器中计算电容矩阵的去卷积，并且主处理器还负责在每个时隙期间为每个通道设置开关矩阵602。阶段定序器和帧定序器与pss模式相同。

该方案的主要优点之一是在一个cdma帧(r个时隙)之后，系统已经感测(激励)每个传感器节点r次，并且所得到的计算出的信号将具有平均每个传感器节点的r个样本的效果。假设有不相关的噪声，这将导致噪声方差减小1/r，从而提高倍。

从前述可以看出，本实施例提供了用于电容式触摸面板中的电容式触摸感测系统的系统和方法。该系统和方法通过在几个时间序列阶段期间动态地重新配置模拟电路，可以减少芯片面积。每个模拟前端电路只需要单个运算放大器和其它电阻器和电容器。但是在初始阶段期间，在触摸面板的传感器上的感测电容的操作之间重新配置运算放大器，并且在后续阶段期间运算放大器作为σ-δ模数转换器操作。感测定序器状态机使得能够以各种操作模式操作电容式触摸感测系统。

上述方法、设备、处理、电路和逻辑可以以许多不同的方式和硬件和软件的许多不同组合来实现。例如，所有或部分实现可以是包括诸如中央处理单元(cpu)、微控制器或微处理器的指令处理器的电路；或专用集成电路(asic)、可编程逻辑器件(pld)或现场可编程门阵列(fpga)；或作为包括离散逻辑或其它电路部件的电路，包括模拟电路部件、数字电路部件或两者；或其任何组合。电路可以包括离散互连的硬件部件，或者可以组合在单个集成电路管芯上，分布在多个集成电路管芯之间，或者实现在公共封装中的多个集成电路管芯的多芯片模块(mcm)中。

因此，电路可以存储或访问用于执行的指令，或者可以单独在硬件中实现其功能。指令可以存储在除瞬态信号之外的有形存储介质中，诸如闪存、随机存取存储器(ram)、只读存储器(rom)、可擦除可编程只读存储器(eprom)；或磁盘或光盘，诸如光盘只读存储器(cdrom)，硬盘驱动器(hdd)或其它磁盘或光盘；或在另一机器可读介质中或其上。诸如计算机程序产品的产品可以包括存储介质和存储在介质中的指令，并且当由设备中的电路执行时指令可以使得设备实现上述或在附图中示出的任何处理。

实现可以是分布式的。例如，电路可以包括多个不同的系统部件，(诸如多个处理器和存储器)，并且可以跨越多个分布式处理系统。参数、数据库和其它数据结构可以被单独存储和管理，可以并入到单个存储器或数据库中，可以以许多不同的方式在逻辑上和物理上进行组织，并且可以以许多不同的方式来实现。示例实施方式包括链表、程序变量、散列表、数组、记录(例如数据库记录)、对象和隐式存储机制。指令可以形成单个程序的部分(例如，子程序或其它代码段)，可以形成多个单独的程序，可以分布在多个存储器和处理器中，并且可以以许多不同的方式来实现。示例实施方式包括独立程序，并且作为库的一部分，诸如共享库，如动态链接库(dll)。例如，库可以包含共享数据和一个或多个共享程序，其包括当由电路执行时执行上述或附图中所示的任何处理的指令。

具体描述了各种实施方式。然而，许多其它实施方式也是可能的。