电压转换器及射频识别装置的制作方法

本发明涉及集成电路领域，特别地涉及一种直流电压转换电路以及相应的rfid标签。

背景技术：

近年来，射频识别(radiofrequencyidentification，rfid)技术越来越广泛地应用于物联网(internetofthings,iot)中。完整的rfid系统一般包括rfid标签和读写器，其中rfid标签是数据载体，它的感应灵敏度影响着rfid的读写距离，并且它的成本影响着rfid技术能否更大规模地应用。传统的rfid标签是采用单晶硅技术实现的，然而其较高的制作成本限制了rfid技术的商业化应用。长时间以来，如何降低rfid标签的成本是rfid技术发展过程需要解决的关键问题。

技术实现要素：

本发明的一个方面提出了一种可集成于rfid标签的电压转换器，包括至少两个升压单元，其中：第一升压单元，其被配置为在第一时钟信号和第二时钟信号的影响下，基于所接收到的输入信号，在第一输出端生成第一升压信号，并在第二输出端生成第二升压信号；第二升压单元，其耦合到所述第一升压单元，并被配置为在所述第一时钟信号和所述第二时钟信号的影响下，基于所述第一升压信号与所述第二升压信号，生成第三升压信号与第四升压信号，其中，所述第二升压单元包括：第一晶体管，其第一极耦合到接收所述第一输出端，控制极容性地接收所述第一时钟信号，并且第二极容性地接收所述第二时钟信号；第二晶体管，其第一极耦合到接收所述第一输出端，控制极耦合到所述第一晶体管的第二极，并且第二极耦合到所述第一晶体管的控制极。所述电压转换器还包括输出单元，其被配置为基于所述第三升压信号与所述第四升压信号，来生成输出信号。

本发明另一方面还提出了一种射频识别装置，其包括：传送器，其被配置为传送射频信号；处理器，其被配置为基于所述射频信号，来产生应答信号；电压转换器，其被配置为在所述射频信号的影响下，产生电压信号，其中，所述电压信号为所述处理器供电。

通过采用本发明的技术方案，采用电容耦合作用来提升驱动晶体管的驱动电压，可以减少电压转换器上的阈值电压损失和导通电阻，提升电压转换器的输出电压和驱动能力。

附图说明

下面，将结合附图对本发明的优选实施方式进行进一步详细的说明，其中：

图1为传统二阶电压转换电路示意图；

图2为本发明实施例的电压转换电路架构示意图；

图3为依据本发明第一实施例的电压转换电路示意图；

图4a为依据本发明第一实施例的电压转换电路的时序示意图；

图4b为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路的输出仿真图；

图4c为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路的输出电压随负载电流变化的仿真图；

图4d为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路的输出电压随阈值电压变化的仿真图；

图4e为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路在不同负载电流的情况下，能量转换效率仿真图；

图5为依据本发明第二实施例的电压转换电路的示意图；

图6为依据本发明第三实施例的电压转换电路示意图；

图7为依据本发明实施例的射频识别装置的架构图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在以下的详细描述中，可以参看作为本申请一部分用来说明本申请的特定实施例的各个说明书附图。在附图中，相似的附图标记在不同图式中描述大体上类似的组件。本申请的各个特定实施例在以下进行了足够详细的描述，使得具备本领域相关知识和技术的普通技术人员能够实施本申请的技术方案。应当理解，还可以利用其它实施例或者对本申请的实施例进行结构、逻辑或者电性的改变。

金属氧化物薄膜晶体管(thinfilmtransistor,tft)技术具有器件场效应迁移率高、泄漏电流小、制备成本低廉等优势，其可能成为实现低成本的rfid标签电路的首选。尤其是金属氧化物器件具有较高的透过率，可能加工于柔性衬底上，这些有利于实现透明、柔性的rfid标签。

当晶体管为单栅晶体管时，其控制极是指晶体管的栅极，第一极可以为晶体管的漏极或源极，对应的第二极可以为晶体管的源极或漏极；当晶体管为双栅晶体管时，本发明中的术语“第一控制极”对应于晶体管的底栅或顶栅中的一个，“第二控制极”对应于晶体管的底栅或顶栅中的另一个，第一极可以为晶体管的漏极或源极，对应的第二极可以为晶体管的源极或漏极；当晶体管为双极型晶体管时，其控制极是晶体管的基极，第一极可以为晶体管的集电极或发射极，对应的第二极可以为晶体管的发射极或集电极。

对于rfid标签电路，其模拟射频前端模块接收到射频信号，产生稳定的直流电源给数字控制电路及存储电路提供工作电压。相比于单晶硅工艺制备的电路，采用氧化物tft技术实现的环形振荡器、eeprom等电路要求较高的工作电压，例如高电平电压源的典型值达到15v。这就需要通过电压倍增器或电荷泵等电路将从rfid天线获得的相对较低的射频电压抬升到较高幅度的工作电压。由于rfid阅读器与标签的距离相对较远，且射频辐射能量不宜过高，如何用tft实现较高能量转换效率的电源管理电路就成为了rfid标签设计的关键技术。

电压转换电路一般包括电容器、晶体管等器件，利用电容器的电压耦合效应，配合时钟信号，得到较高幅值的直流输出电压。基于tft晶体管的电路大多采用了二极管形式的连接结构来实现电荷的单向传输及存储。rfid标签中的电压转换电路的能量转换效率与rfid标签可以正常工作的最大距离具有相关性。影响电压转换电路的能量转换效率的因素一般有如下两个：(1)tft晶体管的导通电阻；(2)tft晶体管阈值电压损失。

图1为传统二阶电压转换电路示意图。

电压转换电路的输入端vin和输出端vout之间包括两个支路，分别包括晶体管n1、n3、n5、n7以及晶体管n2、n4、n6、n8。各晶体管上的过驱动电压决定了它们的导通电阻和漏源之间的压降。由图1可知，由于输入端vin和输出端vout之间的关键路径上的晶体管数量较多，导通电阻较大，压降较大，造成了较低的能量转换效率和较低的输出电压。

为了减小导通电阻，一方面可以增大晶体管的过驱动电压或者减少关键路径上晶体管的数目，另一方面可以增大晶体管的尺寸。然而，随着薄膜晶体管尺寸的增大，其晶体管的栅漏之间的寄生电容也相应地增大，这就使得时钟信号clka/clkb能够电容耦合到节点a1、a2、b1、b2的电压值变小。另外，二极管形式连接的晶体管n3、n4、n7、n8在传输电压的过程中存在阈值电压损失，这将导致电压转换电路100的输出电压减小，能量转换效率降低。

图2为依据本发明实施例的电压转换电路架构示意图。

如图2所示，电压转换电路200包括升压单元210-220以及输出单元230，其中升压单元210接收电压信号vin，以进行第一次升压，升压单元220用于对升压后的电压信号进行再次升压，然后输出至输出单元230，以输出经过两次升压的电压信号vout。

可以理解的，在其它实施方式中，电压转换电路200还可以包括其它数目的升压单元，该些升压单元串联连接，以对接收到的电压信号vin进行逐级升压。

图3为依据本发明第一实施例的电压转换电路示意图。

电压转换电路300包括串联连接的升压单元310、320和输出单元330。具体而言，升压单元310包括对称设置的晶体管311、312，升压单元320包括对称设置的晶体管321、322，并且输出单元330包括对称设置的晶体管331、332。时钟信号clka通过电容器c1、c4分别耦合到升压单元310的输出端a1(即，晶体管311与321之间的公共节点)和升压单元320的输出端b2(即，晶体管322与332之间的公共节点)，类似地，时钟信号clkb通过电容器c2分别耦合到升压单元310的输出端a2(即，晶体管312与321之间的公共节点)和升压单元320的输出端b1(即，晶体管321与331之间的公共节点)。升压单元310输入端vin用于接收电压信号vdd。输出单元330接收来自升压单元320的信号，经由电阻器r和电容器c5耦合到参考电位gnd，并且在晶体管331、332的公共节点(即，输出端)提供稳定的直流电压。

由图3可知，电压转换电路300中的升压单元310、320均包括两个对称的晶体管和电容器。通过图3所示的级联方式，能够减少从输入端到输出端之间的关键路径上的晶体管数目，而且利用高电位控制升压单元中的薄膜晶体管，能够使得晶体管的过驱动电压增大。对于工作在线性区的晶体管来说，其导通电阻ron可近似地表示为：

其中w为晶体管的沟道宽度，l为晶体管的沟道长度，μ为晶体管的有效场效应迁移率，cox为晶体管栅介质层的单位面积电容，vgs为晶体管的栅极-源极电压，vth为晶体管的阈值电压。由式(1)可知，当过驱动电压vgs-vth增大时，薄膜晶体管的导通电阻ron会相应地减小，因此，电压转换电路的输出电压可表示为：

其中，n为直流电源转换电路的阶数，c为泵浦电容，cs为关键节点的寄生电容，il为输出电流，ro为输出电阻，其中，输出电阻ro可进一步表示为：

其中，f为时钟的频率，t为时钟的周期。因此，输出电阻ro与时钟频率f和泵浦电容c密切相关。薄膜晶体管的导通电阻减小，输出电阻也会降低，有利于增大电压转换电路的输出电压的幅值范围。另外，由式(2)可知，寄生电容cs和阈值电压损失vth直接限制了输出电压的最大值。

本发明提出的电压转换电路克服了多级升压单元中晶体管的阈值电压损失，只在输出单元330存在不随阶数增加的阈值电压损失，故而电压转换电路的输出电压可表示为：

因此，本发明所提出的电压转换电路能提高输出电压，提升能量转换效率。

图4a为依据本发明第一实施例的电压转换电路的时序示意图。在此实施例中，电压vdd为5v，时钟信号clka和clkb的电压幅值均为0v至5v，且相位相差180度。

当时钟信号clka为低电位0v时，通过电容器c1耦合到节点a1，进而使得晶体管312关断；当时钟信号clkb为高电位5v时，通过电容器c2耦合到节点a2，使得晶体管311打开。在此状态下，节点a1的低电位被初始化为5v。

当时钟信号clka为高电位5v时，通过电容器c1耦合到节点a1，从而使得节点a1的电位被上拉至10v(2vdd)，使得晶体管312打开；同时，时钟信号clkb为低电位0v，通过电容器c2耦合到节点a2，使得晶体管311关断。在此状态下，节点a2的低电位被初始化为5v。

因此，由于升压单元310与320串联连接，因此，升压单元310的输出作为升压单元320的输入，对节点b1、b2进行充电。

当时钟信号clka为低电位0v时，通过电容器c4耦合到节点b2，使得晶体管321关断；同时，时钟信号clkb为高电位5v，通过电容器c3耦合到节点b1，并且控制晶体管322打开。在此状态下，节点a2的高电位10v(2vdd)通过晶体管322对节点b2进行充电，使节点b2的低电位被初始化为10v(2vdd)。

当时钟信号clka为高电位5v时，通过电容器c4耦合到节点b2，并且控制晶体管321打开；同时，时钟信号clkb为低电位0v，通过电容器c3耦合到节点b1，使得晶体管322关断。在此状态下，节点a1的高电位10v对节点b1进行充电，使节点b1的低电位被初始化为10v(2vdd)。

通过上述过程，对电压转换电路300进行了初始化，使得节点a1、a2的低电位为5v，节点b1、b2的低电位为10v。在后续的工作周期中，由于时钟信号的电容耦合作用，节点a1、a2的电位能够自举，并在5v至10v之间随着时钟信号的变化而变化，同理，节点b1、b2的电位在10v至15v之间随着时钟信号的变化而变化。

输出单元330接收到节点b1、b2所输出的信号，将分别通过对电容器c5交替充电输出。

发明人还对针对电压转换电路100、300进行了仿真，并提供如下仿真对比图。此处的仿真条件均为100kω的负载电阻，且晶体管尺寸和电容值均相同，仿真所用的tft的阈值电压为2.5v，

图4b为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路的输出仿真图。图中，曲线s1为电压转换电路300的输出曲线，曲线s2为电压转换电路100的输出曲线。由曲线s1、s2相比较可知，电压转换电路300的输出电压明显高于电压转换电路100的输出电压。

图4c为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路的输出电压随负载电流变化的仿真图。图中，曲线s3对应于电压转换电路300，曲线s4对应于电压转换电路100。由图可知，随着负载电流增大，电压转换电路100的输出电压显著下降，而电压转换电路300在负载电流为约400μa时仍能输出约18.5v的电压，这足以驱动rfid标签里的存储电路eeprom等。因此，电压转换电路300具有更强的驱动能力。

图4d为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路的输出电压随阈值电压变化的仿真图。图中，曲线s5对应于电压转换电路300，曲线s6对应于电压转换电路100。由图可知，电压转换电路100的输出电压在阈值电压的漂移量为正时显著下降，而电压转换电路300在阈值电压漂移量为-6～+2v时输出电压都没有明显的下降。如前所述，仿真所用的tft的阈值电压为2.5v,当阈值电压漂移+2v时，晶体管的阈值电压明显偏正，由阈值电压损失引起的输出电压下降占主导地位，所以电压转换电路100中由二极管形式连接的晶体管会造成输出电压显著下降。相反地，电压转换电路300只在输出单元存在阈值电压损失，极大地改善了阈值电压对输出电压的影响。

图4e为传统二阶电压转换电路和第一实施例中的电压转换电路在不同负载电流的情况下，能量转换效率仿真图。图中，曲线s7对应于电压转换电路300，曲线s8对应于电压转换电路100。由图可知，曲线s7与曲线s8的交点对应于负载电流为315微安。在负载电流小于315微安时，电压转换电路100能量转换效率略高于电压转换电路300的能量转换效率，而负载电流大于315微安时，情况正好相反。譬如，电压转换电路300的驱动电流为400微安时，此时输出电压为18.5v，能量转换效率达到45％。另外，负载电流过大或者过小，电压转换电路100的能量转换效率都会降低，而电压转换电路300的能量转换效率则是一直上升，因此，电压转换电路300驱动能力强，能量利用率也更高。

图5为依据本发明第二实施例的电压转换电路的示意图。

相较于第一实施例，本实施例的两个升压单元510和520之间还串联有隔离单元540。如图所示，升压单元510包括对称设置的晶体管511、512，升压单元520包括对称设置的晶体管521、522，输出单元530包括对称设置的晶体管531、532，并且隔离单元540包括对称设置的晶体管541、542。

具体而言，晶体管541的第一极耦合至晶体管511的第二极和晶体管521的第一极之间，晶体管542的第一极耦合至晶体管512的第二极和晶体管522的第一极之间，晶体管541和542的第二极相连，并且晶体管541和542的控制极分别耦合到晶体管521和522的控制极。

当时钟信号clka为低电位0v时，节点a1为低电位，使得晶体管512关断；同时，时钟信号clkb为高电位5v，使得节点a2为高电位，控制晶体管511打开。在此状态下，节点a1的低电位被初始化为5v。

当时钟信号clka为高电位5v时，节点a1的电位被自举到高电位10v，控制晶体管512打开；同时，时钟信号clkb为低电位0v，晶体管511关断。在此状态下，电源vdd对节点a2进行充电，使a2的低电位初始化为5v。

节点a1或a2的通过隔离单元540对升压单元520的输出端b1、b2的低电位进行初始化：

当时钟信号clka为低电位0v，节点b2处于低电位，使得晶体管521、541关断；同时，时钟信号clkb为高电位5v，节点b1处于高电位，使得晶体管522、545打开。在此状态下，节点a2对节点b2进行充电，使节点b2的低电位初始化为10v。

当时钟信号clka为高电位5v，节点b2的电位为15v，使得晶体管521、541打开；同时，时钟信号clkb为低电位0v，节点b1处于低电位，使得晶体管522、542关断。在此状态下，节点a1对节点b1进行充电，使b1的低电位初始化为10v。

通过上述过程，对电压转换电路400进行了初始化，使得节点a1、a2的低电位为5v，节点b1、b2的低电位为10v。在后续的工作周期中，节点a1、a2的电位在5v至10v之间随着时钟信号的变化而变化，节点b1、b2的电位在10v至15v之间随着时钟信号的变化而变化。

请继续参阅图5。当clka为高电平时，节点b1和b2的电位分别为10v、15v，此时由于晶体管541打开，因此，晶体管522的第一极为10v、第二极为15v，处于关断状态。因此，节点b2仅能够通过关断的晶体管522的泄漏电流反向漏电，对于阈值电压为负的晶体管来说，反向漏电流ileak大小为：

其中，μ为沟道表面迁移率，cox为单位面积栅氧化物电容，w为有效沟道宽度，l为有效沟道长度。因此，通过上述设置，能够使得晶体管522处于关断状态，对节点b2进行放电的反向漏电流ileak小于晶体管522处于饱和状态时的漏电电流，从而减小了因反向漏电流ileak而导致的压降，增大了输出电压的范围。

由上可知，隔离单元540能够降低升压单元520的两个晶体管的反向漏电情况，减小输出单元530所输出的电压纹波。

图6为依据本发明第三实施例的电压转换电路示意图。

相较于第一实施例，本实施例中电压转换电路600中的晶体管均为双栅晶体管。具体而言，升压单元610包括两个对称的晶体管611、612，并且该两个晶体管的底栅(bg)分别交叉连接至该升压单元610的输出端a2、a1，顶栅(tg)分别连接至输入端vin(即，电源vdd)。时钟信号clka、clkb分别经由电容器c1、c2耦合到节点a1、a2。

类似地，升压单元620中的晶体管621、622的底栅交叉耦合到升压单元的输出端b2、b1，并且顶栅分别耦合到时钟信号clka、clkb。时钟信号clka通过电容器c4耦合到该节点b2，时钟信号clkb通过电容器c3耦合到节点b1。

输出单元630包括对称设置的晶体管631、632，该两个晶体管的底栅分别耦合到节点b1、b2，顶栅分别耦合到时钟信号clkb、clka。

与第一实施例类似，节点a1、a2的低电位均初始化为5v，由于晶体管611、612的顶栅电位为vdd，从而可以调节晶体管611、612的阈值电压负漂，使得晶体管能完全打开，电源电压vdd无损传输到节点a1或a2。

同样与第一实施例类似的，节点b1、b2的低电位均初始化为10v。对于初始化过程，当时钟信号clka为低电位0v时，晶体管621关断，时钟信号clka使得晶体管621的顶栅为低电位，进而调节晶体管621的阈值电压正漂，利于晶体管621的关断。同时，时钟信号clkb为高电位5v，节点b1处于高电位，晶体管622打开，时钟信号clkb控制的晶体管622的顶栅为高电位，使得晶体管622的阈值电压负漂，利于晶体管622的打开。

类似地，当时钟信号clka为高电位5v，晶体管621的顶栅为高电位，使得晶体管621负漂，利于晶体管621的打开。时钟信号clkb使得晶体管622的顶栅为低电位，使得晶体管622阈值电压正漂，利于晶体管622的关断。

由上可知，通过将时钟信号耦合到晶体管的顶栅，从而可以调节晶体管的阈值电压，使晶体管在阈值电压偏正和偏负时能够完全打开和关断，避免了电压转换电路中存在的电荷反向分配和阈值电压损失的问题，增大了输出电压。

可以理解的，升压单元610中的双栅晶体管611、612也可以由单栅薄膜晶体管代替，进而避免了由于晶体管的阈值电压偏负可能带来的反向漏电问题，同时也不存在阈值电压损失。

在另一种实施方式中，升压单元610中的双栅晶体管611、612的顶栅分别耦合到时钟信号clkb、clka，如此，可以使得升压单元610、620中的晶体管采用相同的动态电压调控方式，从而使得双栅晶体管611、612更充分地打开和完全关断。

与电压转换电路500类似的，电压转换电路600也可以包括隔离单元(未示出)，相应地，隔离单元中的对称设置的晶体管的顶栅分别容性地耦合到其自身的第一极，即分别接收时钟信号clka、clkb。可以理解的，在实际应用中，在不影响电路功能的前提下，顶栅、底栅作为晶体管的两个控制极可以根据需要来相互替换。

根据不同的实施例，根据升压的需要，本申请的电压转换电路可以包括两个或者更多的升压单元。

本发明所提出的电压转换电路利用了电压自举效应来控制传输晶体管的是否打开，避免了传统电压转换电路中的阈值电压损失，增大了输出电压。

本发明还提出了一种包括电压转换电路的射频识别装置。图7为依据本发明实施例的射频识别装置的架构图。

如图所示，射频识别装置700包括用来接收射频信号的传送器710，用来基于射频识别信号产生应答信号的处理器720以及电压转换器730。具体而言，电压转换器730在射频信号的影响下，产生电压信号，从而为处理器720供电。

在一种实施方式中，处理器720还包括分频器721，该分频器用来基于射频信号产生电压转换器730工作时所需要的时钟信号，譬如，第一时钟信号clka和第二时钟信号clkb。

上述实施例仅供说明本发明之用，而并非是对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此，所有等同的技术方案也应属于本发明公开的范畴。