滤波器和使用该滤波器的无线电通信设备的制作方法

专利名称：滤波器和使用该滤波器的无线电通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及滤波器和使用该滤波器的无线电通信设备。
技术背景通常，由级联连接的共振单元来构造用于为无线电通信系统限制 频带的滤波器。共振单元中设置的每个共振器包括电感器和电容器， 并且为了考虑到损耗的影响而添加了电阻器。这种滤波器通过适当地 确定共振器之间的共振器间耦合系数和确定用于指示在输入单元和输出单元中激励该共振器的量的外部Q值，能够确定通带的频率范 围和阻带的衰减量。另一方面，通过共振器的介电损耗、导体损耗、辐射损耗确定的 Q (空载Q)是用于实现具有带通滤波器等所需要的陡裙(steep-skirt)特性的滤波器特性的一个重要参数。介电损耗依赖于介电衬底的损耗 特性，导体损耗依赖于导体的损耗特性，辐射损耗依赖于共振器布局。 在导体损耗占主导的相对低频，甚至当每个共振器以任意方式耦合 时，辐射损耗的影响也是很小的。相反，在辐射损耗占主导的相对高 频，如果导体位于共振器的电流最大点附近，那么该导体变成辐射的 主导因素，并且最终变成恶化滤波器特性的因素。至于最一般滤波器的一个例子，使用由微带线形成的共振器的滤 波器是广泛已知的。在微带线上传播的电磁波在其开口端部分重复反 射的同时进行传播。相应地，在由其电长度是半波长(180°)的微带 线形成的半波长共振器中，电流分布的驻波在微带线的两端具有波 节，并且在其中心只有一个波腹。在G. L. Matthaei等人的"Hairpin Comb Filters for HTS and Other Narrow-Band Applications" IEEE MTT Trans" Vol. 45， No.8, Aug. 1997(文档1)中公开了一种滤波器，该滤波器包括级联的由发夹式微带线 形成的半波长发夹式共振器，以最小化其尺寸。另一方面，在日本专利申请KOKAI公开No.2003-46304(文档2)中公开了一种半波长共振器和一种使用该共振器的滤波器，该半波长 共振器使用两条直线和一条微带线，该微带线具有设置在两条直线之 间的圆形部分的弧。在每个半波长共振器中，共振器的微带线的中心是电流分布的波 腹，即电流最大点。相应地，在其中设置了多个半波长共振器并通过 将它们移位四分之一波长(90°)进行设置的滤波器中，下一个共振 器的微带线的端部分接近电流最大点，使得最大点处的辐射变得更 大。根据文档1中公开的其中级联布置多个半波长发夹式共振器的滤 波器布局，电流最大点是每个共振器的微带线的折叠部分，在相邻的 共振器之间电流最大点是彼此靠近的。因此，来自该折叠部分的辐射 增加。这样，当共振器的辐射损耗变大时，很难通过提高共振器的Q 值来实现具有陡裙特性的滤波器特性。另一方面，导体损耗和辐射损耗之间的相对幅度关系依赖于在微 带线上传播的电磁波的频率。如上所述，在低频带，虽然导体损耗占 主导，但是相对幅度关系随着频率变高而逐渐逆转，并且在高频带， 辐射损耗往往占主导。由于导体损耗是微带线的导体(形成条带和接 地平面的导体)的电阻成分导致的能量损耗，所以导体损耗倾向于随 着其电阻成分的提高而变得更占主导。使用传统微带线的共振器具有在例如不高于3GHz的频带内的共 振频率，并且其导体损耗占主导，因为导体的电阻成分相对大。通过 在微带线中给出尽可能均匀的电流密度分布，可以相对容易地减小导 体损耗。然而，提供在具有高于3GHz的高频的频带中使用的共振器 的意图使得辐射损耗占主导。使用传统微带线的共振器不能降低这样 的辐射损耗，那么，不能在高频频带中获得高Q值的这个事实是要 解决的问题。发明内容本发明的目的是提供一种通过即使在高频区也减小辐射损耗来提高共振器的Q的滤波器，以及提供一种使用上述滤波器的无线电 通信设备。根据本发明的第一方面的滤波器的特征在于包括共振单元，该 共振单元具有多个分别由每个微带线形成并且彼此级联连接的共振器；以及耦合单元，该耦合单元在电长度中从微带线中间处的电压最 大点开始的±45° (1/8波长)范围内的区域中，具有共振单元的至少 一个共振器间耦合。根据本发明的第二方面的滤波器的特征在于包括输入线，其接 收输入信号；输出线，其对输出信号进行输出；共振单元，该共振单 元具有多个分别由每个微带线形成并且彼此级联连接的共振器，包括 耦合到输入线的第一共振器、连接到输出线的第二共振器、以及在第 一共振器和第二共振器之间的中间位置处的多个第三共振器；第一耦 合单元，其在电长度中从第一共振器的微带线中间处的电压最大点开 始的±45°范围内的第一区域中具有输入线和第一共振器之间的耦合； 第二耦合单元，其在电长度中从第二共振器的微带线中间处的电压最 大点开始的±45°范围内的第二区域中具有第二共振器和输出线之间 的耦合；以及至少两个第三耦合单元，其在电长度中从第三共振器的 微带线中间处的电压最大点开始的±45°范围内的第三区域中具有第 三共振器的共振器间耦合。根据本发明的第三面的滤波器的特征在于包括介电衬底；第一 线和第二线，它们基本上彼此平行地设置在介电衬底上并且分别具有 彼此相邻的第一开口端部分和第二开口端部分；以及第三线，其设置 在介电衬底上并且连接在第三端部分和第四端部分之间，第三端部分 和第四端部分分别是第一线的第一开口端部分的相对端和第二线的 第二开口端部分的相对端，其中，第一线和第二线的宽度是彼此相等 的，第一线和第二线之间的距离比它们的线宽度窄，并且第一、第二 和第三线的总电长度是180°的等于或大于三倍的奇数倍。根据本发明的第四方面的滤波器的特征在于包括共振单元，其包括彼此级联连接的权利要求12中描述的多个共振器；输入线，其设置在介电衬底上，接收输入信号，以将输入信号提供给共振单元； 以及输出线，其设置在介电衬底上，输出从共振单元输入的输出信号。 根据本发明的第五方面的无线电通信设备的特征在于包括功率放大器，其放大无线电频率信号；权利要求1中描述的滤波器，其接 收功率放大器的输出信号，以限制频带；以及天线，其接收滤波器的 输出信号，以进行发送。根据本发明的第六方面的无线电通信设备的特征在于包括天 线，其接收无线电频率信号；权利要求1中描述的滤波器，其接收天 线的输出信号，以限制频带；以及低噪声放大器，其接收滤波器的输 出信号，以对其进行放大。


图1A和1B分别是根据本发明的第一实施例的滤波器的平面图和线1B-1B处的横截面图；图2示出了图1A和1B中所示的滤波器的等效电路；图3示出了半波长共振器中的电压分布和电流分布；图4示出了与通过在介电衬底上将四个半波长共振器偏移四分之一波长而级联排列的直微带线类型共振器有关的介电损耗Qd、导体损耗Qc和辐射损耗Qr的计算结果的例子；图5示出了一波长共振器中的电压分布和电流分布； 图6示出了 1.5波长共振器中的电压分布和电流分布； 图7是根据本发明的另一实施例的滤波器的平面图； 图8是根据一个比较例的滤波器的平面图；图9示出了通过对图5和图7中的滤波器的电磁分析而得到的频 率响应特性；图IO是根据本发明的另一实施例的滤波器的平面图； 图11是根据本发明的另一实施例的滤波器的平面图； 图12是根据本发明的另一实施例的滤波器的平面图； 图13示出了图12中的滤波器的频率响应； 图14是根据本发明的另一实施例的滤波器的平面图；图15是根据本发明的另一实施例的滤波器的平面图；图16A和16B分别是根据本发明的另一实施例的共振器的平面图和横截面图；图17示出了图16A和16B中的共振器的频率响应； 图18示出了图16A和16B中的共振器的共振器图案(pattern); 图19示出了在图16A和16B中的共振器的电长度L3是540° (180°的三倍)的情况下的电流分布；图20示出了通过电磁分析得到的在图16A和16B中的共振器的电长度L3与线宽度Wl和W2相对变化的情况下共振器的Q的变化的计算结果；图21A和21B示意性示出了在图16A和16B中的共振器的电长 度L3是180°的两倍(360°)和180°的三倍(540°)的情况下的电流 分布；图22示出了通过电磁场仿真得到的与图16A和16B中的共振器 的电长度L3有关的Q的变化的计算结果；图23A和23F是示出了共振器图案的各种例子的平面图；图24是示出了根据本发明一个实施例的使用滤波器的无线电通 信设备的发射单元的一个例子的方框图；以及图25是示出了根据本发明一个实施例的使用滤波器的无线电通 信设备的接收单元的一个例子的方框图。
具体实施方式
以下将结合附图描述本发明的各个实施例。图1A和1B分别示出了根据本发明的第一实施例的滤波器的平 面图和线1B-1B处的横截面图。接地平面101形成在介电衬底100 的背面上，输入线103、输出线(也称为激励线)104和共振单元105 形成在介电衬底100的正面上。输入线103和输出线104中每一个的 一端延伸到介电衬底100的端部分，以在介电衬底100的端部分处分 别与在滤波器外部设置的电路进行连接。介电衬底100由诸如具有约0.1到lmm厚度的氧化镁和蓝宝石10这样的材料制成。接地平面101、输入线103、输出线104和共振单 元105由导体材料制成，例如，该导体材料是诸如铜、银和金的金属， 诸如铌和铌锡超导体，或者诸如YBCO的氧化物超导体。这样，在介电衬底100的背面上形成接地平面101和在介电衬底 IOO的表面上形成导体图案的结构称为微带线结构。以下，在介电衬 底100的表面上形成的导体图案本身称为微带线。共振单元105包括四级微带线类型共振器111-114，它们级联连 接在输入线103和输出线104之间。每个共振器111-114由具有的电 长度为一个波长或更大波长(例如1.5波长)的微带线形成。每个微 带线分别具有U形(通常称为发夹式类型)线。使用具有这种形状 的微带线的共振器称为发夹式共振器。同一条线上的相邻共振器，例如第一级共振器111和第二级共振 器112被布置成每个微带线的开口端部分彼此接近并相对。同样，另 一条相同线上的相邻共振器，例如第三级共振器113和第四级共振器 114被布置成每个微带线的开口端部分彼此接近并相对。以这种方式， 同一条线上的相邻共振器111和112之间的间隙以及同一条线上的相 邻共振器113和114之间的间隙通过彼此靠近和面对微带线的开口端 部分而进行耦合。共振器111-114分别具有耦合区，该耦合区在电长度中从每个微 带线中间处的电压最大点开始的±45° (1/8波长)范围内。耦合元件 121在图1A中被设置在第一级共振器111的耦合区中接近左侧，并 且输入线103连接到耦合元件121。同样，耦合元件122在图1A中 被设置在第二级共振器112的耦合区中接近右侧，另外，耦合元件 123在图1A中被设置在第三级共振器113的耦合区中接近左侧，并 且由连接线131连接到耦合元件122和123。像输入线103和输出线104 —样，连接线131沿着与在共振器中 的电磁波的传播方向垂直的方向延伸。耦合元件124在图1A中被设 置在第四级共振器114的耦合区中接近右侧，并且输入线104连接到 耦合元件124。以这样的方式，在上述耦合区中，耦合元件121-124将共振单元105耦合到输入线103和输出线104，并通过使侧面彼此面对而耦合 共振器111和114使之相邻。连接线131耦合共振器112禾B 113。下面描述图1A和IB所示的滤波器的操作。图2示出了图1A和 IB所示的滤波器的等效电路。在图2中，输入端子11连接到输入线 103，接地端子12连接到接地平面101。输入端子11和接地端子12 之间提供的输入信号顺序经过共振器111-114，然后在输出端子13和 接地端子14之间的间隔中将其提取出来。输出端子13连接到输出线 104，接地端子14连接到接地平面101.共振器111-114中的每一个分别被等效地表示为电感器和电容 器。在考虑到损耗的影响的情况下，分别在共振器111-114中添加电 阻器。在没有电阻器的情况下，共振器111-114中每一个的共振频率 由以下公式表示F0=l/sqrt(LxC) (1) 这里，F。是共振频率，sqrt是平方根，L是电感，C是电容。 通过适当地确定从输入端子11看第一级共振器111的一侧时的 外部Q的耦合系数ml，从输出端子13看第四级共振器114的一侧 时的外部Q的耦合系数m5，以及指示共振器111-114之间耦合的共 振器间耦合系数m2、 m3、 m4，滤波器可以确定阻带的衰减量和通带。 空载Q，即使用上述微带线的共振器的Qu，由介电损耗Qd、导体损 耗Qc和辐射损耗Qr确定，这些损耗变成用于实现滤波器特性的陡 群特性的重要参数。这些损耗之间的关系由以下公式表示1/Qu=l/Qd+1/Qc+1/Qr (2) 图3示出了通常广泛使用的半波长共振器20的电压分布和电流 分布。如图3所示，半波长共振器20只在共振器20的开口端处具有 其电压最大点。图4示出了与具有厚度430pm和介电常数10的介电 衬底上的直半波长微带线类型共振器相关的介电损耗Qd、导体损耗 Qc和辐射损耗Qr的计算结果的例子。在导体损耗Qc占主导的相对 低频带，每个共振器以任何方式的耦合导致辐射损耗Qr的很小影响。 相反，在辐射损耗Qr占主导的相对高频带，如果在共振器的电 流最大点附近存在导体，那么该导体导致很大的功率辐射，恶化滤波器特性。使用微带线的半波长共振器在其长度方向上的中点处具有其 电流最大点。因此，在其中由四个半波长共振器通过偏移它们四分之 一波长而级联排列的微带线类型共振器中，由于这些半波长共振器中 的某个共振器的电流最大点和与之相邻的其他共振器的开口端部分 彼此接近，所以功率辐射增加。文档1中公开的滤波器同样产生这个 问题。图5和6分别示出了一波长共振器21和1.5波长共振器22的电 压分布和电流分布。如图5和6所示， 一或大于一波长的电长度的共 振器可以在微带线的中间部分具有电压最大点，也就是在除了开口端 部分之外的位置具有电压最大点。辐射功率增加的原因是，由彼此相 邻放置的导体引起的扰动所产生的功率辐射，但是微带线上的电磁场 分布的电流分布中最初并没有功率被辐射。换言之，在将相邻导体放 置在微带线上的情况下，通过将导体放置在该导体不会扰动微带线上 的电流分布的位置，可以限制功率辐射。防止电流分布的扰动的一种方法是，将相邻导体(未示出)限制 在从共振器的电压最大点(电压变得比电流更占主导的点)开始的 土45。范围内，即图5和6中由虚线30-32示出的范围。图5中的一波 长共振器21在微带线的开口端部分之外的由虚线30表示的中心部分 处具有电压最大点。图6中所示的1.5波长共振器22在微带线的开 口端部分之外的由虚线31和32表示的两个位置处具有电压最大点。图1A和1B中所示的具有电长度为1.5波长的发夹式共振器 111-114分别除了开口端部分之外还具有四个电压最大点位置。也就 是，对于每个共振器，开口端部分可以实现三个能够获得耦合的位置， 以便靠近导体。在图1A和1B中，进行靠近以彼此面对微带线的开 口端的耦合方法用于在相邻的第一和第二共振器111和112之间进行 耦合，以及在相邻的第三和第四共振器113和114之间进行耦合，以 使它们小型化。在对于开口端部分之外的电压最大点的± 45°范围内的耦合区(图 6中由虚线31和32表示的区域)实现了输入线103和第一共振器111 之间的耦合、相邻的第二共振器112和第三共振器113之间的耦合、第四共振器114和输出线104之间的耦合。对于这些耦合区中的耦合， 滤波器将T形线靠近每个共振器111-114的微带线。所排列的输入线 103、输出线104和连接线131在与共振器中的电磁波传播方向垂直 的方向上延伸。另外，所排列的耦合元件121-124与输入线103、输 出线104和连接线131 —起形成T形线。以这种方式，通过使共振器111-114上的电磁波传播方向和输入 线103、输出线104、连接线131上的电磁波传播方向彼此以直角交 叉，共振器111-114和输入线103、输出线104、连接线131之间的 直接耦合变得最小。另一方面，优选使耦合元件121-124的电长度不 小于输入线103、输出线104、连接线131的宽度并且小于卯'(四分 之一波长)，以获得有效的耦合。通过调整耦合元件121-124和共振器111-114之间的距离以及域 者耦合元件121-124的长度，滤波器可以调整所需的耦合强度。为了 使耦合元件121-124和共振器111-114之间的所需耦合强度彼此完全 相等，需要使耦合元件121-124的形状相同。实际上，通常的滤波器 经常使耦合系数不同(即，使图2中的耦合系数ml、 m2、 m3、 m4、 m5不同)。在这种情况下，该通常的滤波器使耦合元件121-124形状 不同。图7示出了根据本发明的第二实施例的滤波器，其扩展了图1A 和1B中的滤波器的结构，得到八个级联连接的发夹式共振器 111-118，每个共振器具有1.5波长的长度。与第一实施例一样，在同 一直线上的相邻共振器之间的耦合，也就是共振器111和112之间的 耦合、共振器113和114之间的耦合、共振器115和116之间的耦合、 共振器117和118之间的耦合分别通过使微带线的开口端部分彼此靠 近和面对来获得。另一方面，输入线103和第一级共振器111之间的耦合、第二级 共振器112和第三级共振器113之间的耦合、第四级共振器114和第 五级共振器115之间的耦合、第二级共振器116和第七级共振器117 之间的耦合分别通过使用耦合元件121-128和连接线131-133来实 现，其中将耦合元件121-128和连接线131-133布置在从微带线的中间处的电压最大点开始的±45°范围内的耦合区附近。图8示出了比较例的滤波器。与图7中的方式一样，该滤波器使 用八个发夹式共振器，每个共振器具有1.5波长的电长度。具有1.5 波长的每个发夹式共振器在微带线的折叠部分处具有电流最大点。在 图8所示的该比较例中，将耦合元件129设置在这样一个电流最大点 的附近，另外通过连接线139彼此连接耦合元件。图9示出了通过图7和8中所示的滤波器的电磁场分析所获得的 频率响应特性。图9中的横轴和纵轴分别表示频率和S参数S 和S21。 在分析中，假设导体损耗和介电损耗都是"O"，这样该分析只考虑辐 射特性的影响。图8中所示的比较例的滤波器布局会恶化共振器的Q， 因为电压最大点处设置的耦合元件129产生辐射。如图9中的虚线所 示，这个Q的恶化增加了通带中端部分处的损耗，并且恶化了频率 选择特性和插入损耗特性。相反，图7中的根据本发明第二实施例的 滤波器布局，由于耦合元件121-128设置在从电压最大点起的±45° 范围内，所以不必要辐射的影响很小。相应地，如图9中的实线所示， 得到滤波器的理想特性。图10示出了根据本发明的另一个实施例的滤波器的平面图。输 入线103、输出线104和共振单元105形成在介电衬底(未示出)上。 共振单元105包括两个由直微带线形成的微带线共振器211和212， 每个直微带线具有一波长的电长度。共振器211和212级联连接在输 入线103和输出线104之间。为了尽量避免不必要的辐射，第二实施 例还通过导体膜200进行电磁屏蔽，导体膜200形成在介电衬底上， 包围共振单元105。由于共振器211和212的电长度都是一波长，所以共振器211和 212分别在长度方向上的开口端部分和中心部分处具有电压最大点。 因此，像第一和第二实施例一样，将耦合区限定在从中心部分处的电 压最大点开始的±45°范围内(如虚线所示)。在耦合区中，滤波器实 现输入线103和第一级共振器211之间的耦合、共振器211和212之 间的耦合、第二辑共振器212和输出线104之间的耦合。为了实现这 些耦合，滤波器在共振器211和212之间布置了一条连接线230，还布置了耦合元件221-224，耦合元件221-224与输入线103、输出线 104和连接线130 —起形成T状线。如这种布置，通过只使用从共振器的微带线的中间部分处的电压 最大点幵始的±45。范围内的耦合区，而不使用微带线的开口端部分的 耦合，滤波器也可以实现输入线103和第一级共振器211之间的耦合、 共振器211和212之间的耦合、第二辑共振器212和输出线104之间 的耦合。根据这种滤波器，与使用开口端部分处的耦合的情况相比， 实现了全部耦合的强耦合。因此，这个实施例有利于提供需要强耦合 的宽带滤波器。图11示出了本发明的另一个实施例，其将图IO所示的滤波器扩 展成具有4个发夹式共振器111-114的滤波器，每个共振器具有1.5 波长的电长度。这个实施例的滤波器对于全部耦合只使用从微带线的 中间部分处的电压最大点开始的±45°范围内的耦合区，全部耦合为输 入线103和第一级共振器111之间的耦合、相邻共振器之间的耦合(即 共振器111和112之间的耦合、共振器112和113之间的耦合、共振 器113和114之间的耦合)、以及共振器114和输出线104之间的耦 合。在这种耦合区中的耦合通过耦合元件141-148和连接线151-153 实现。图12示出了一个实施例，其在图1A和1B所示实施例的滤波器 中添加一个交叉耦合。已知这种交叉耦合是在具有多个级联连接共振 器的共振单元中不是相邻共振器的共振器之间的耦合。在图12中， 该实施例在第一级共振器111和第四级共振器114之间采用跳跃耦 合。通过使用从共振器111和114的各微带线的中间部分处的电压最 大点开始的±45°范围内的耦合区中布置的耦合元件161和162以及耦 合元件161和162之间连接的连接线170，来实现共振器111和114 之间的交叉耦合。图13示出了图12中的滤波器的响应特性。如图13所示，通过 使用如图12中所示的交叉耦合，滤波器可以在所需频带的两端得到 零点(谷值(dip))，从而可以得到陡裙特性。图14示出了通过修改图1A和1B所示滤波器得到的实施例，耦合元件121-124具有比图1A和IB所示耦合元件更大的形状，例如， 倒三角形状，从而增大了耦合强度。因此，图14所示的结构有利于 得到宽带滤波器。图14所示的这种修改结构可应用于图7、 11和12 所示的实施例。图15示出了通过修改图1A和1B所示滤波器得到的另一个不同 实施例。图15的滤波器在图1A和1B所示的输入线103和共振器111 之间以及共振器114和输出线104之间插入具有1.5波长的电长度的 发夹式共振器119和120。输入线103和添加的发夹式共振器119之间的耦合、共振器119 和共振器111之间的耦合、共振器114和添加的共振器120之间的 耦合、共振器120和输出线104之间的耦合与上述实施例中的那些 耦合一样。也就是，通过使用从共振器119和120的各微带线的中 间部分处的电压最大点开始的土45。范围内布置的耦合元件163-168、 耦合元件164和167之间连接的连接线171、以及耦合元件165和 168之间连接的连接线172，来实现这些耦合。图15中的滤波器布局形成了整个滤波器的大致半圆形状，所以 该滤波器有可能有效地使用例如圆形介电衬底上的一半区域。下面将描述与共振器相关的本发明的另一个实施例。可以将下述 共振器用作滤波器的一个组件，上述实施例中已经描述了该滤波器， 其具有多个级联连接的共振器。该共振器还可以用作单体共振器或 由单个共振器构成的滤波器。图16A和16B示出了根据本发明的另一个实施例的共振器的示 意性平面图和横截面图。如上面的实施例所描述的，该实施例的共 振器也是发夹式共振器。接地平面301形成在介电衬底300的背面 上，输入线303、输出线304和共振器图案305形成在介电衬底300 的正面上。对于介电衬底300的材料，可以采用例如有约0.1mm到 lmm厚度的氧化镁和蓝宝石等的材料。接地平面301、输入线303、 输出线304和共振器图案305由导体材料制成，例如，该导体材料 是诸如铜、银和金的金属，诸如铌和铌锡的超导体，或者诸如YBCO 的氧化物超导体。以上述方式在介电衬底300的背面上形成接地平面301和在介电衬底300的正面上形成导体图案的结构称为微带线 结构。输入线303和输出线304 (也称为激励线)延伸到衬底300的边 缘部分，并且形成用于在衬底300的边缘部分处与另一个电子电路相 连的输入/输出端，例如，与网络分析器相连。当从输入线303输入 一个输入信号时，输出线304根据共振器305的共振特性输出一个信 号，例如共振特性如图17所示。图17示出了共振频率f。为7.025GHz 的情况下的一个例子。图16A和16B所示的共振器图案305具有两个直传输线311和 312 (第一和第二线)以及一个连接线315 (第三线)，如图18所示。 传输线311和312的长度Ll和L2基本上彼此相等。每条线的宽度 Wl和W2也基本上彼此相等。传输线311和312彼此平行设置，并 且分别具有第一开口端部分313和第二开口端部分314，它们大致上 位于同一条线310上。传输线311和312之间的距离G小于每条线 的宽度W1和W2。另一方面，传输线311和312的开口端部分313 和314的各个相对端部分通过连接线315彼此相连。另外，传输线 311和312以及连接线315的总电长度L3为共振器的电长度(从第 一开口端部分313经由传输线311、 312和连接线315直到第二开口 端部分314的电长度，以下简称为共振器的电长度)，该长度大致是 180°的奇数(三或更大)倍。由于抑制了辐射损耗，所以这个实施例中的共振器图案305与传 统共振器相比具有高Q的陡共振器特性，将在下文中解释这个原因。 图19利用箭头示出了在共振器的电长度L3为540° (18(T的三倍)的 情况下的电流分布。箭头的方向表示电流的方向，箭头的长度表示电 流的幅度。从图19可以清楚看到， 一条直传输线311中的电流方向和另一 条直传输线312中的电流方向大致上彼此相反，并且这两个电流的幅 度彼此相等。电流分布集中到共振器图案305的内沿316。当具有反 向电流的传输线311和312彼此接近时，由于传输线311和312产 生的磁场彼此抵消，所以来自该共振器的电磁场的外部辐射得到抑制，那么该抑制减小了共振器的辐射损耗。另外，由于两个直传输线311和312之间的距离G (开口端部分313和314之间的距离)小于 每条线的宽度Wl和W2，所以共振器图案305进一步改善了辐射损 耗的降低效果。因此，这个实施例可以实现具有高Q的共振器。图20示出了一个曲线图，该曲线图示出了当开口端部分之间的 距离G相对于线宽度Wl和W2变化时，通过电磁分析计算得到的共 振器的Q的变化结果。横轴表示距离G与线宽度Wl和W2的比， 纵轴表示通过将当线宽度Wl和W2都等于距离G时的Q设为"1" 而得到的标准化的Q。使用具有图17所示的共振频率fO: f0=7.025 GHz和具有线宽度Wl和W2: W1=W2=0.42 mm的共振器来执行该 计算。从图20可以清楚地看到，Q随着开口端部分之间的距离G变小 而增大，并且当距离G变得小于线宽度W1和W2时，Q快速增大。 因此，使距离G至少小于线宽度Wl和W2将带来限制辐射损耗的显 著效果，以获得具有高Q的共振器。在发夹式共振器中，必须使共振器的电长度L3约为180°的奇数 倍，从而利用上述相邻且反向的电流得到辖射限制效果。图21A和 21B分别示意性示出了在图16A和16B的共振器的电长度L3为180° 的两倍(360°)和180。的三倍(540°)的情况下的电流分布。如图21A所示，当共振器的电长度L3为180°的偶数倍的情况下， 由于传输线311和312中的电流321和322的分布彼此相同，所以它 们没有抵消磁场的效果并且不能抑制辐射损耗。相反，如图21B所 示，当共振器的电长度L3为180。的奇数倍(三或更多倍)的情况下， 由于传输线311和312中的电流的方向在远离连接线315的部分(324 和325)处是相反的并且在接近连接线315的位置(326和327)处 也是相反的，所以它们有抵消磁场的效果并且能抑制辐射损耗。在共振器的电长度L3为180'的奇数倍的情况下，另外，随着电 长度L3变大共振器可以提高其Q。 Q值是共振器中存储的能量与其 损耗之间的比，所存储的能量大致上正比于共振器中电流驻波的波腹 的数量，并且随着电长度L3变大而增加。另一方面，对损耗的考虑揭示了辐射损耗比导体损耗占主导的事实。辐射损耗来自没有被反向电流完全抵消的磁场。如图21B所示，没有被完全抵消的磁场来自 连接线315中的电流，在连接线315中，相邻且反向的电流不存在。 与共振器的电长度L3是180°的情况相比，共振器的电长度L3是180° 的三倍使得电流驻波上的波腹数量增加2个。这里，由于电流驻波的 所增加的两个波腹是彼此接近且反向平行的，基本上完全抵消了互相 的磁场，所以辐射损耗没有增加。相应地，所存储的能量增加并且损 耗基本上没有变化，所以共振器的Q值增加。图22示出了通过电磁分析得到的Q值随着共振器的电长度L3 而变化的计算结果。在图22中，横轴利用18(T的倍数表示共振器的 电长度L3，纵轴表示通过将电长度L3是18(T的情况下的Q设定为 "1"而标准化的Q。从图22可以清楚地看到，随着共振器的电长度 L3的长度增加，共振器的Q变大。由于基于本发明上述实施例的辐射损耗抑制而得到的Q的增大 在共振器的导体损耗小而辐射损耗占主导的情况下尤其有效。因此， 其在使用超导体作为共振器布局305的导体材料的情况下更加有效。作为共振器图案305，图23A到23F中所示的多种布局可以使用。 图23A示出了图16A、 16B、 18中所示的布局305，图23B-23F示出 了图23A的修改布局。图23B示出了一种布局，该布局中，连接线315的角401和402 被直切掉。为了减小导体损耗以提高共振器的Q，希望共振器布局的 线中的电流密度分布尽可能均匀，从而优选地在线中不存在任何折叠 部分。在为了最小化电路而需要折叠部分的存在的情况下，优选地通 过如图23B所示去除折叠部分的角401和402来减小折叠的影响， 从而匹配直线31i、 312和连接线315之间的阻抗。图23C示出了图 23B的布局的修改，其中，连接线315的角403和404被切成弧形。 图23D示出了将连接线315做成弧形的布局。图23E示出了使连接线315的线宽度小于两条直传输线的线宽度 的共振器布局。图23F示出了使连接线315的线宽度大于直线311、 312的线宽度的共振器布局。另外， 一种新的共振器布局可以使直线311、 312在长度和线宽 度上稍微不同。因此，当使用共振器获得诸如带通滤波器的滤波器时， 通过调整共振器的长度和线宽度，可以精细地调整共振器的共振频率 和共振器之间的偶合系数。接下来结合图24和25描述将滤波器应用于无线电通信设备的例 子。图24示意性示出了无线电通信设备的发送单元。将待发送的数 据500输入到信号处理电路501，进行数模转换、编码、调制等，生 成基带或中频带的发送信号。将来自信号处理电路501的发送信号输 入到频率变换器(混频器)502，将其乘以来自本地信号发生器503 的本地信号，从而将信号进行频率变换，也就是上变换成无线电频率 (RF)带的信号。功率放大器504对来自混频器502的RF信号进行放大，将其输 入到频带限制滤波器(发送滤波器)505。频带限制滤波器505限制 RF信号的频带，去除不需要的频率成分，然后将信号提供到天线506。 这里，上述滤波器可用于频带限制滤波器505。图25示意性示出了无线电通信设备的接收单元。将天线506接 收的信号输入到频带限制滤波器(接收滤波器)508，以限制该信号 的频带。去除接收信号的不需要的频率成分，然后将其输入到低噪声 放大器507。放大器507对信号进行放大，并将信号输入到混频器502 中，用本地信号乘以该信号，将该信号变换成基带或中频的信号。将 变换到低频的信号输入到信号处理电路501，对其进行解调，然后输 出接收数据509。在这种情况下，在上述实施例中所述的滤波器可用 于频带限制滤波器508。本发明可以最小化电流分布中产生共振器辐射的扰动，并且可以 使电流分布接近于不会产生任何辐射的原始微带线的分布。因此，即 使当导体彼此接近以实现共振器间耦合时，本发明也可以抑制由于辐 射导致的Q的恶化，并且实现具有陡裙特性的滤波器。另外，根据本发明，通过将共振器的两条直传输线之间的距离设 定为小于传输线的线宽度，并且将共振器的电长度设定为接近于18(T 的三倍或更多倍的奇数倍，可以有效抑制共振器的辐射损耗。因此，即使在辐射损耗占主导的高频带中，例如3GHz或更高的频带中，也 可以提供具有高Q的共振器。
对于本领域技术人员来说，容易想到另外的优点和改进。因此， 本发明的更宽的方面不限于本文示出和描述的特定细节、典型设备和 所举实例。因此，在不脱离由所附权利要求及其等价物定义的一般创 造性概念的精神和范围的情况下，可以做出各种修改。
权利要求
1、一种滤波器，包括共振单元，其具有多个分别由微带线形成的彼此级联连接的共振器；以及耦合单元，其在电长度中从微带线中间处的电压最大点开始的±45°(1/8波长)范围内的区域中，具有所述共振单元的至少一个共振器间耦合。
2、 如权利要求1所述的滤波器，其中，所述耦合单元包括耦 合元件，每个所述耦合元件布置为面对所述微带线的所述区域；以及 连接线，用于在所述耦合元件之间进行连接。
3、 如权利要求2所述的滤波器，其中，所述耦合元件的长度不 小于所述连接线的宽度，并且所述耦合元件的电长度不大于9(T (四 分之一波长)。
4、 如权利要求1所述的滤波器，其中，所述共振单元的至少一 个共振器间耦合是通过使微带线的开口端部分彼此面对来形成的。
5、 如权利要求1所述的滤波器，其中，所述共振器间耦合是相 邻共振器间耦合或共振器间交叉耦合。
6、 如权利要求1所述的滤波器，其中，所述共振单元的每个微 带线包括第一线和第二线，它们在介电衬底上布置为彼此基本上平 行并且分别具有彼此相邻的第一开口端部分和第二开口端部分；以及 第三线，其布置在所述介电衬底上，并且连接在第三端部分和第四端 部分之间，所述第三端部分是所述第一线的所述第一开口端部分的相 对端，所述第四端部分是所述第二线的所述第二开口端部分的相对 端。
7、 如权利要求6所述的滤波器，其中，所述共振单元的每个微带线包括第一线和第二线，它们在介电衬底上布置为彼此基本上平 行并且分别具有彼此相邻的第一开口端部分和第二开口端部分；以及 第三线，其布置在所述介电衬底上，并且连接在第三端部分和第四端 部分之间，所述第三端部分是所述第一线的所述第一开口端部分的相 对端，所述第四端部分是所述第二线的所述第二开口端部分的相对 端，所述第一线和所述第二线的宽度彼此基本上相等，所述第一线和 所述第二线之间的距离小于它们的线宽度，所述第一、第二和第三线 的总电长度是180。(半波长)的等于或大于三倍的奇数倍。
8、 一种滤波器，包括 输入线，其接收输入信号； 输出线，其对输出信号进行输出；共振单元，其具有多个由微带线形成的共振器，包括耦合到所述 输入线的第一共振器、连接到所述输出线的第二共振器以及多个第三 共振器，所述多个第三共振器位于所述第一共振器和所述第二共振器 之间的中间位置处并且彼此级联连接；以及第一耦合单元，其在电长度中从所述第一共振器的微带线中间处 的电压最大点开始的±45°范围内的第一区域中，具有所述输入线和所 述第一共振器之间的耦合；第二耦合单元，其在电长度中从所述第二共振器的微带线中间处 的电压最大点开始的±45°范围内的第二区域中，具有所述第二共振器 和所述输出线之间的耦合；以及至少两个第三耦合单元，其在电长度中从所述多个第三共振器的 微带线中间处的电压最大点开始的±45°范围内的多个第三区域中，具有所述多个第三共振器的共振器间耦合。
9、 如权利要求8所述的滤波器，其中，所述第一耦合单元具有 第一耦合元件，该第一耦合元件连接到所述输入线，并且面对所述第一区域。
10、 如权利要求8所述的滤波器，其中，所述第二耦合单元具有第二耦合元件，该第二耦合元件连接到所述输出线，并且面对所述第 二区域。
11、 如权利要求8所述的滤波器，其中，所述第三耦合单元分别 具有与所述第三区域相对布置的一对耦合元件以及用于连接该对耦 合元件的连接线。
12、 如权利要求8所述的滤波器，其中，所述共振单元的每个微带线包括第一线和第二线，它们在介电衬底上布置为彼此基本上平行并且分别具有彼此相邻的第一开口端部分和第二开口端部分；以及 第三线，其布置在所述介电衬底上，并且连接第三端部分和第四端部 分，所述第三端部分是所述第一线的所述第一开口端部分的相对端， 所述第四端部分是所述第二线的所述第二开口端部分的相对端。
13、 如权利要求12所述的滤波器，其中，所述共振单元的每个 微带线包括第一线和第二线，它们在介电衬底上布置为彼此基本上 平行并且分别具有彼此相邻的第一开口端部分和第二开口端部分；以 及第三线，其布置在所述介电衬底上，并且连接在第三端部分和第四 端部分之间，所述第三端部分是所述第一线的所述第一开口端部分的 相对端，所述第四端部分是所述第二线的所述第二开口端部分的相对 端，所述第一线和所述第二线的宽度彼此基本上相等，所述第一线和 所述第二线之间的距离小于它们的线宽度，所述第一、第二和第三线 的总电长度是18(T (半波长)的等于或大于三倍的奇数倍。
14、 一种共振器，包括 介电衬底；第一线和第二线，它们在所述介电衬底上布置为彼此基本上平行并且分别具有彼此相邻的第一开口端部分和第二幵口端部分；以及第三线，其布置在所述介电衬底上，并且连接第三端部分和第四 端部分，所述第三端部分是所述第一线的所述第一开口端部分的相对 端，所述第四端部分是所述第二线的所述第二开口端部分的相对端， 所述第一线和所述第二线的宽度彼此相等，所述第一线和所述第 二线之间的距离小于它们的线宽度，所述第一、第二和第三线的总电 长度是18CT (半波长)的等于或大于三倍的奇数倍。
15、 一种滤波器，包括共振单元，其包括多个彼此级联连接的如权利要求12所述的共 振器；输入线，其布置在介电衬底上，用于接收输入信号，以将输入信 号供应给所述共振单元；以及输出线，其布置在所述介电衬底上，用于输出从所述共振单元输 入的输出信号。
16、 一种无线电通信设备，包括 功率放大器，其放大无线电频率信号；如权利要求1所述的滤波器，其接收所述功率放大器的输出信 号，以对其进行频带限制；以及天线，其接收所述滤波器的输出信号，以对其进行发送。
17、 一种无线电通信设备，包括 天线，其接收无线电频率信号；如权利要求1所述的滤波器，其接收所述天线的输出信号，以对 其进行频带限制；以及低噪声放大器，其接收所述滤波器的输出信号，以对其进行放大。
全文摘要
一种滤波器，包括共振单元，其具有多个分别由微带线形成的彼此级联连接的共振器；以及耦合单元，其在电长度中从微带线共振器的中间点处的电压最大点开始的±45°(1/8波长)范围内的区域中，具有共振单元的至少一个共振器间耦合。
文档编号H01P1/203GK101263630SQ200680033158
公开日2008年9月10日 申请日期2006年8月18日 优先权日2005年9月29日
发明者加屋野博幸, 山崎六月, 盐川教次 申请人:株式会社东芝