本发明涉及微波技术领域，具体地，涉及一种波导缝隙阵列抗干扰天线，特别是一种容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线。
背景技术：
随着无线通信技术的不断发展，电磁频谱已得到充分的利用和极大的拓展，同时也变得越发紧张和拥挤不堪。当今，工作于各个频率的电子设备越来越多，不同频段的电磁干扰无处不在；并且在诸如车辆、舰船、飞机和卫星等狭小平台上，各电子设备的相互干扰问题尤为严重，典型的例子是卫星通信中狭小平台的接收天线受到发射天线的严重干扰。因此在设计电子系统时需要考虑干扰和抗干扰等电磁兼容性问题。
对电子系统之间的电磁兼容性问题解决，常用的方法是外加滤波器，这种方法简单有效，但导致系统的设备量增加，尤其在一些大型相控阵天线中，需要配套大量的滤波器对成千上万的天线进行滤波。此外，外加的滤波器增加了馈线损耗，对系统指标影响大。
专利文献CN10557040B提供的频率选择性宽带波导缝隙天线阵采取将波导滤波器与天线馈电波导融合的思路，将滤波功能引入馈电功分器，从而使天线具有频率选择性工作能力。但是，该发明中天线与滤波器在物理上仍旧独立，两者分别占据不同的空间，天线本身并不具有良好的滤波性能。同时，这种方法仅适用于拥有波导功分器直波导段的缝隙波导天线，对于无波导功分器直波导段的单层波导缝隙天线而言，则无集成滤波器的空间。
专利文献CN107146943A提供的格槽超材料波导缝隙天线及设计方法提出了一种滤波结构和天线空间一体化融合设计的方法，并能实现对指定频段的干扰抑制。然而这种方法在金属波导底部布置了数量众多的金属立柱，显著增加了天线的实际重量，限制了天线的大规模组阵能力。同时，由于金属立柱布置密集，增加了加工难度和繁琐程度。
技术实现要素：
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种波导缝隙阵列抗干扰天线。
根据本发明提供的波导缝隙阵列抗干扰天线，包含金属波导管与金属膜片，所述金属波导管中设置有腔体，所述腔体内部空间形成容物空间，金属膜片安装在容物空间内；
多个金属膜片沿金属波导管长度延伸方向依次布置，多个金属膜片中包含第一金属膜片与第二金属膜片，第一金属膜片、第二金属膜片依次排列；
金属波导管上设置有辐射缝隙，所述辐射缝隙内部空间与容物空间相互连通。
优选地，金属波导管沿长度延伸方向两端的端面分别形成第一端面与第二端面；
所述腔体贯穿第一端面，腔体在第一端面上的开口形成信号输入口；第二端面上设置有金属壁。
优选地，所述金属膜片横截面形状为矩形，金属膜片紧固安装在腔体的下壁面上，金属膜片沿长度延伸方向的两端分别与腔体沿宽度延伸方向的两端壁面相连。
优选地，包含多个第一金属膜片，多个所述第一金属膜片厚度与高度均相等。
优选地，所述第一金属膜片与第二金属膜片的厚度相等，第二金属膜片的高度不高于第一金属膜片的高度；
所述第二金属膜片位于信号输入口所在一侧。
优选地，多个所述金属膜片沿金属波导管长度延伸方向等距排布。
优选地，所述金属波导管为矩形截面管，辐射缝隙开设在金属波导管的上端面上；
优选地，多个所述辐射缝隙在金属波导管长度延伸方向上交错布置；
沿金属波导管宽度方向上，多个辐射缝隙纵向中心线到金属波导管纵向中心线的距离相等。
优选地，所述腔体横截面形状为矩形，矩形横截面的腔体长19.05mm，宽9.525mm；腔体沿周向方向四个壁面中的上壁面厚1.27mm，其余三个壁面厚2mm；金属壁厚2mm。
优选地，金属膜片厚度为0.5mm，相邻两个金属膜片之间中心间距为9.7mm，金属膜片高度为3.7mm。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
1、本发明通过融合设计传统波导缝隙阵列天线和容性膜片加载的频率选择性波导慢波结构，将波导慢波结构的滤波特性融入波导缝隙阵列天线当中，使之在空间体积几乎不变的基础上，兼具良好的工作频段辐射特性和邻近高频干扰抑制特性，无附加设备，降低系统抗干扰设计难度，减少所需的设备量。
2、本发明设计的波导缝隙阵列抗干扰天线相比传统波导缝隙阵列天线总体重量几乎不增加，有利于进一步组阵和大规模使用。
3、本发明设计的波导缝隙阵列抗干扰天线采用完全金属结构，损耗低，在工作频段内具有高天线效率。
4、本发明设计的波导缝隙阵列抗干扰天线集天线和滤波器于一身，相较于传统的波导缝隙阵列天线外加滤波器，工作频段无附加损失。
5、本发明相较于传统波导缝隙阵列天线仅增加若干容性金属膜片，加工难度低，工序简单。
6、本发明采用纯金属材料加工，可靠性高，应用范围广。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线立体结构示意图；
图2为本发明横截面图；
图3为本发明纵向剖面图；
图4为本发明俯视图；
图5为本发明去除辐射缝隙的容性膜片加载的频率选择性波导慢波结构纵向剖面图；
图6为容性膜片加载的频率选择性波导慢波结构传输特性图；
图7为本发明容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线工作频段电压驻波比曲线；
图8为本发明容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线工作在12.25GHz辐射方向图；
图9为本发明容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线工作在12.5GHz辐射方向图；
图10为本发明容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线工作在12.75GHz辐射方向图；
图11为本发明容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线在工作频段增益曲线与天线效率图；
图12为传统波导缝隙阵列天线在工作频段增益曲线与天线效率图；
图13为本发明容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线与传统波导缝隙阵列天线增益曲线比较图。
图中示出：
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在Ku波段地面卫星通信系统中，如动中通、静中通等，接收天线工作频率为12.25～12.75GHz，发射天线工作频率为14.0～14.5GHz。大功率的发射天线对接收天线产生严重的干扰，因此需要设计一款具有抗干扰能力的接收天线。本实施例的容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线工作频段为12.25～12.75GHz，干扰频段为14.0～14.5GHz
如图1所示，本发明提供的波导缝隙阵列抗干扰天线包含金属波导管1与金属膜。金属波导管1为矩形截面空心金属管，也就是说，金属波导管1中设置有腔体，金属波导管1沿长度延伸方向两端的端面分别形成第一端面与第二端面，所述腔体贯穿第一端面，腔体在第一端面上的开口形成信号输入口，而在第二端面上设置有金属壁5形成封闭结构。金属波导管1的上壁开设若干辐射缝隙，辐射缝隙相对于金属波导管1上壁中轴线等间距、交错分布。所述腔体内部空间形成容物空间，金属膜片安装在容物空间内，金属膜片横截面形状为矩形，金属膜片紧固安装在腔体的下壁面上，金属膜片沿长度延伸方向的两端分别与腔体沿宽度延伸方向的两端壁面相连。多个金属膜片中包含第一金属膜片2与第二金属膜片3，第一金属膜片2为普通金属膜片，第二金属膜片3用以优化阻抗匹配的特殊金属膜片。多片第一金属膜片2的厚度相同、高度相同，数量则根据需要进行调整，但是需保证填满容物空间；第二金属膜片3仅有一片，第二金属膜片3与第一金属膜片2厚度相同，但是高度不高于第一金属膜片2，并且位于信号输入口所在一端，与前后小段波导形成阻抗匹配区，用以优化天线阻抗匹配。所有金属膜片呈等间距排布。本实施例选择较为常用的8元波导缝隙驻波阵，即辐射缝隙数目共8个，采用第一金属膜片2数量共11片，用以优化阻抗匹配的第二金属膜片3共1片。
优选实施方式：
参见图2，所述金属波导管1内壁宽边长为a，窄边长为b。金属波导管1优选标准波导，本实施例中选择标准波导BJ120，工作在Ku波段，内壁尺寸为a×b＝19.05mm×9.525mm。金属波导管1四壁厚度以及封闭金属壁5厚度与加工水平相关，本设计金属波导管1上壁厚度选择1.27mm，左、右、下壁厚度选择2mm，封闭金属壁5厚度选择2mm。
参见图3，所述所有金属膜片的厚度均为t，膜片中心间距为d，普通金属膜片高度为h1，金属膜片参数的设计决定波导缝隙阵列抗干扰天线的通带与阻带分布。确定普通金属膜片尺寸的方法如下：
参见图5，建立容性膜片加载的频率选择性波导慢波结构模型。两端开口的金属波导同样选择标准波导BJ120(内壁尺寸为a×b＝19.05mm×9.525mm)。底面均匀排布相同尺寸的金属膜片，厚度为t，膜片中心间距为d，高度为h1。通过三维电磁仿真优化，改变金属膜片参数，使该波导慢波结构的通带包含工作频段12.25～12.75GHz，阻带包含干扰频段14.0～14.5GHz。金属膜片厚度t根据加工能力优选更小数值，本设计选择0.5mm；膜片中心间距d和膜片高度h1优选9.7mm和3.7mm。
图6为上述尺寸的频率选择性波导慢波结构传输特性曲线，在工作频段12.25～12.75GHz属于通带，在干扰频段14.0～14.5GHz属于阻带，且抑制度超过37dB。
下面请参见图4，所述辐射缝隙间距为λg/2，其中λg为本设计波导缝隙阵列抗干扰天线在工作中心频率f0处的波导波长，与金属膜片尺寸和分布相关；最末端一缝隙中心与封闭金属壁5间距为λg/4。λg满足λg＜λg0，其中λg0表示相同规格标准波导(此处为BJ120)在工作中心频率f0处的波导波长。本设计中f0取12.5GHz。通过三维电磁仿真优化λg取值，使天线辐射方向图主瓣指向为法向，此时λg即为实际的波导波长。本设计中λg取值为25.9mm，对应辐射缝隙间距为12.95mm。
再次参见图4，所述辐射缝隙宽度为ws；辐射缝隙长度为ls，缝隙偏置为ds(细长辐射缝隙纵向中心线与波导宽边纵向中心线的距离)。辐射缝隙宽度ws优选ws＝λ0/20，λ0为工作频带中心频率的真空波长。辐射缝隙长度ls和偏置ds则通过三维电磁仿真优化，使天线输入阻抗在工作频段处于谐振状态，即达到阻抗实部曲线比较平稳，阻抗虚部曲线约为零的效果。本实施例的优化效果为：辐射缝隙宽度、长度、偏置分别优选为1.2mm，12mm，3.1mm。需要注意的是，此时的缝隙谐振状态并不能保证天线良好阻抗匹配，由于所述容性膜片加载波导缝隙天线内部特性阻抗小于信号输入波导口的特性阻抗，辐射缝隙谐振后的总体阻抗一般也小于信号输入口阻抗，因此仍需要进一步优化阻抗匹配。
最后，请再参见图3，所述用于优化阻抗匹配的特殊金属膜片与前后小段波导形成阻抗匹配区。阻抗匹配区长度为λg/4，与最近辐射缝隙中心距离λg/2，它通过倒置变换，将较低的谐振缝隙总体阻抗提升至与信号输入口相近的阻抗，从而优化天线阻抗匹配特性。特殊金属膜片的高度为h2，其与信号输入口距离优选d/2，d为所有膜片的中心间距。特殊金属膜片的高度h2不高于普通金属膜片高度h1，且随着高度h2减小，阻抗匹配区的特性阻抗上升，调整h2的大小能针对不同的天线设计进行阻抗匹配。本设计中h2优选3.5mm。需要补充的是，除所述特殊金属膜片以外，其余普通金属膜片则以间距d依次排列至天线内部即可。
图7为上述优化阻抗匹配后的波导缝隙抗阵列干扰天线的电压驻波比(VSWR)曲线，在工作频率12.25～12.75GHz范围内电压驻波比小于1.33，在12.02～12.82GHz范围小于1.5，具有良好的阻抗匹配特性。
图8、图9和图10给出所述容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线分别在12.25GHz、12.5GHz和12.75GHz三个频率辐射方向图，具有良好的均匀分布线阵辐射特性。
图11、图12分别给出所述容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线与传统波导缝隙阵列天线在11.75～13.25GHz的增益曲线与效率比较图。为了便于比较，传统波导缝隙阵列天线同样采取8缝隙驻波阵设计。在工作频率12.25～12.75GHz，两款天线具有相近的天线效率，说明本设计波导缝隙阵列抗干扰天线与传统波导缝隙阵列天线一样，具有良好的工作性能。本设计波导缝隙阵列抗干扰天线增益略低于传统波导缝隙阵列天线，原因是在缝隙数量相同的情况下，本设计波导缝隙抗阵列干扰天线的口径略小于传统波导缝隙阵列天线的口径。此外，两款天线相比于平面二维阵列中单个波导缝隙线阵单元的天线效率稍低，这是因为两款天线均采取单线阵设计，在水平极化方向上有更宽的波束宽度，从而降低天线整体增益；但这不影响两款天线性能的比较，同时也不影响本设计波导缝隙阵列抗干扰天线在组阵时的高效率特性。
图13为所述容性膜片加载的波导缝隙阵列抗干扰天线与传统波导缝隙阵列天线在11.5～15GHz总体增益比较图。两款天线在工作频段12.25～12.75GHz均能正常工作，并且在干扰频段14.0～14.5GHz内，本设计波导缝隙阵列抗干扰天线相较传统波导缝隙阵列天线具有额外高于17dB的干扰抑制，体现出良好的抗干扰特性。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。