本发明涉及电学领域，特别是涉及一种次级绕组漏感匹配的变压器及多路输出谐振变换电路。
背景技术：
在目前的大功率工业控制领域中，开关电源的负载大都是具有冲击特性的电机负载，这就要求电源具有稳压精度高，动态特性好，响应速度快等特性。此外，大多数工业控制都是有多种电平需求的，因此这就要求工业控制电源要有多种电平输出。在大多数的多路输出开关电源中，主反馈路一般能够满足稳压精度高、动态性能好，响应速度快等特性要求，而辅路输出电压则随着主反馈路的负载变化而变化，无法满足精度要求。
图1是一种现有的多路输出谐振变换电路的结构示意图。如图1所示，多路输出谐振变换电路100为llc谐振变换电路，其包括llc模块11、变压器12和输出模块13。
变压器12包括与llc模块11连接的第一初级绕组n11和第二初级绕组n12，以及与输出模块13连接的第一次级绕组n21、第二次级绕组n22、第三次级绕组n23和第四次级绕组n24。
输出模块13输出三路电压，分别为第一电压+u01、第二电压-u01和第三电压+u02。其中，第一电压+u01所在的电路为主反馈路，第二电压-u01和第三电压+u02所在的电路为辅路。
请一并参考图2，图2是图1所示电路中变压器的剖面结构示意图。如图2所示，变压器12采用传统的三明治绕法，具体来说，第一初级绕组n11和第二初级绕组n12分别绕制在绕线架121的最内层和最外层，第一次级绕组n21、第二次级绕组n22、第三次级绕组n23和第四次级绕组n24分四层分别绕制在第一初级绕组n11和第二初级绕组n12之间。
现有的多路输出谐振变换电路100由于变压器12中的次级绕组也即第一次级绕组n21、第二次级绕组n22、第三次级绕组n23和第四次级绕组n24与初级绕组也即第一初级绕组n11和第二初级绕组n12及设置于绕线架121中的中心磁柱(未图示)的距离不一致，导致次级绕组也即第一次级绕组n21、第二次级绕组n22、第三次级绕组n23和第四次级绕组n24的漏感换算到原边后也不一致也即漏感不匹配，且次级绕组也即第一次级绕组n21、第二次级绕组n22、第三次级绕组n23和第四次级绕组n24之间的耦合性能差，从而会出现主反馈电路也即第一电压+u01所在的电路的负载变化时，造成第二电压-u01和第三电压+u02发生相应变化，两者的稳压精度和响应速度无法满足应用要求。
为了解决上述问题，现有技术的做法是，在多路输出谐振变换电路100的第二电压-u01和第三电压u02所在辅路增加dc/dc电源或ldo(如图3所示)，从而得到的能够满足稳压精度的电压。
但是，现有技术的做法存在如下的缺点：
1、辅路输出需要使用dc/dc电源或ldo，结构复杂，元器件数量增多，成本增大。
2、第二电压-u01和第三电压+u02需要经过多级变换，损耗增大，效率降低。
3、当多路输出电路为多路输出llc谐振变换电路，尤其是输出交叉调整率差的全波整流llc谐振变换电路时，会存在输出整流二极管在开关信号的正负半周期电流分布不均衡问题以及二极管反向恢复电压尖峰大的问题，从而使得器件的电流应力增大，可靠性降低。
技术实现要素：
本发明主要解决的技术问题是提供一种次级绕组漏感匹配的变压器及多路输出谐振变换电路，能够提高次级绕组之间的耦合系数以及匹配次级绕组的漏感，进而能够提高多路输出电压的交叉调整率。
为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是：提供一种次级绕组漏感匹配的变压器，该变压器包括：绕线架；第一初级绕组；第一次级绕组，包括第一次级子绕组、第二次级子绕组、第三次级子绕组和第四次级子绕组，第一次级子绕组和第二次级子绕组并联，第三次级子绕组和第四次级子绕组并联；其中，第一初级绕组和第一次级绕组分层绕制于绕线架；其中，第一次级绕组中的第一次级子绕组和第三次级子绕组缠绕于同一层，第二次级子绕组和第四次级子绕组缠绕于另一层。
为解决上述技术问题，本发明采用的另一个技术方案是：提供一种多路输出谐振变换电路，包括了上述的变压器。
本发明的有益效果是：区别于现有技术的情况，本发明的次级绕组漏感匹配的变压器及多路输出谐振变换电路包括绕线架；第一初级绕组；第一次级绕组，包括第一次级子绕组、第二次级子绕组、第三次级子绕组和第四次级子绕组，第一次级子绕组和第二次级子绕组并联，第三次级子绕组和第四次级子绕组并联；第一初级绕组和第一次级绕组分层绕制于绕线架；第一次级绕组中的第一次级子绕组和第三次级子绕组缠绕于同一层，第二次级子绕组和第四次级子绕组缠绕于另一层。通过上述方式，由于第一次级子绕组和第二次级子绕组并联、第三次级子绕组和第四次级子绕组并联，使得同层设置的第一次级子绕组和第三次级子绕组、同层设置的第二次级子绕组和第四次级子绕组在结构上对称设置，从而能够提高次级绕组之间的耦合系数以及匹配次级绕组的漏感，进而能够提高多路输出电压的交叉调整率。
附图说明
图1是一种现有的多路输出谐振变换电路的结构示意图；
图2是图1所示电路中变压器的剖面结构示意图；
图3是图1所示电路的改善后的结构示意图；
图4是本发明第一实施例的多路输出谐振变换电路的电路原理图；
图5是图4所示电路中的变压器的剖面示意图；
图6是本发明第二实施例的多路输出谐振变换电路的电路原理图；
图7是图6所示电路的变压器的第一实施例的剖面示意图；
图8是图4所示电路的变压器的第一实施例的剖面示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图4是本发明第一实施例的多路输出谐振变换电路的电路原理图。如图4所示，多路输出谐振变换电路200包括llc模块21、变压器22、第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第一电容c1和第二电容c2。
变压器22包括第一初级绕组np1和第一次级绕组，其中，第一次级绕组包括第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12、第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22。其中，第一次级子绕组ns11和第二次级子绕组ns12并联，第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22并联。
llc模块21分别与第一初级绕组np1的同名端和异名端连接；第一次级子绕组ns11的同名端与第二次级子绕组ns12的同名端连接后与第一二极管d1的阳极、第三二极管d3的阴极连接；第一次级子绕组ns11的异名端、第二次级子绕组ns12的异名端、第三次级子绕组ns21的同名端、第四次级子绕组ns22的同名端连接后接第一地线gnd1；第三次级子绕组ns21的异名端、第四次级子绕组ns22的异名端连接后与第二二极管d2的阳极和第四二极管d4的阴极连接；第一二极管d1的阴极与第二二极管d2的阴极连接后与第一电容c1的正极连接，第一电容c1的负极与第一地线gnd1连接；第三二极管d3的阳极和第四二极管d4的阳极连接后与第二电容c2的负极连接，第二电容c2的正极与第一地线gnd1连接；其中，第一电容c1的正极输出第一电压u1，第二电容c2的负极输出第二电压u2。其中，第一电压u1所在的电路为主反馈路，第二电压u2所在的电路为辅路。
多路输出谐振变换电路200的工作原理是：llc模块21输出开关信号，在开关信号的正半周期，第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12通过第一二极管d1向第一电压u1传输能量，第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22通过第四二极管d4向第二电压u2传输能量。同理，在开关信号的负半周期，第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22通过第二二极管d2向第一电压u1传输能量，第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12通过第三二极管d3向第二电压u2传输能量。
在本实施例中，第一电压u1和第二电压u2的幅度相同，相位相反。
请一并参考图5，图5是图4所示电路中的变压器的剖面示意图。如图5所示，第一初级绕组np1和第一次级绕组分层绕制于绕线架221，其中，第一次级绕组中的第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21缠绕于同一层，第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22缠绕于另一层。
在本实施例中，第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21并绕在绕线架221上；第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22并绕在绕线架221上。
在本实施例中，第一初级绕组np1绕于绕线架221的最内层，第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21缠绕于第一初级绕组np1的外侧，第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22缠绕于第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21的外侧。在其它实施例中，也可以是第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22缠绕于第一初级绕组np1的外侧，第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21缠绕于第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22的外侧。
在本实施例中，第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12、第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22的匝数相同。
从图5的变压器的绕法可以看出：首先，同层设置的第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21与同层设置的第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22在结构上是对称的，所以两者之间的漏感相互匹配，耦合系数很高。因此第一电压u1所在的主反馈路与第二电压u2所在的辅路之间的交叉调整率也会相比普通三明治绕法有较大改善，从而更容易达到设计要求。其次，第一次级子绕组ns11和第二次级子绕组ns12之间、第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组之间ns22之间在结构上是完全对称的，二者之间的漏感差异很小，从而使得第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4在开关信号的正半周期和负半周期中电流处于均衡状态，从而可以降低器件应力，减小损耗，提高效率。
图6是本发明第二实施例的多路输出谐振变换电路的电路原理图。如图6所示，多路输出谐振变换电路300与多路输出谐振变换电路200的区别在于：变压器32进一步包括第二初级绕组np2和第二次级绕组，其中，第二次级绕组包括第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2。以及，电路300进一步包括第五二极管d5、第六二极管d6和第三电容c3。
其中，llc模块21分别与第一初级绕组np1的同名端、第二初级绕组np2的异名端连接，第一初级绕组np1的异名端和第二初级绕组np2的同名端连接。
其中，第五次级子绕组na1的同名端与第五二极管d5的阳极连接，第五次级子绕组na1的异名端与第六次级子绕组na2的同名端连接后接第二地线gnd2，第六次级子绕组na2的异名端与第六二极管d6的阳极连接，第五二极管d5的阴极和第六二极管d6的阴极连接后与第三电容c3的正极连接，第三电容c3的负极接第二地线gnd2；其中，第三电容c3的正极输出第三电压u3。其中，第一电压u1所在的电路为主反馈路，第二电压u2、第三电压u3所在的电路为辅路。
多路输出谐振变换电路300的工作原理是：llc模块21输出开关信号，在开关信号的正半周期，第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12通过第一二极管d1向第一电压u1传输能量，第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22通过第四二极管d4向第二电压u2传输能量；第五次级子绕组na1通过第五二极管d5向第三电压u3传输能量，第六二极管d6反相截止。同理，在开关信号的负半周期，第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22通过第二二极管d2向第一电压u1传输能量，第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12通过第三二极管d3向第二电压u2传输能量；第六次级子绕组na2通过第六二极管d6向第三电压u3传输能量，第五二极管d5反相截止。
在本实施例中，第一电压u1和第二电压u2的幅度相同，相位相反。
在本实施例中，第一电压u1为正电压，第二电压u2为负电压，第三电压u3为正电压。
图7图6所示电路的变压器的第一实施例的剖面示意图。如图7所示，第一初级绕组np1、第二初级绕组np2、第一次级绕组和第二次级绕组分层绕制于绕线架321，其中，第一次级绕组中的第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21缠绕于同一层，第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22缠绕于另一层，第二次级绕组中的第五次级子绕组na1缠绕于一层、第六次级子绕组na2缠绕于另一层，第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2相邻缠绕。
在本实施例中，第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21并绕在绕线架221上；第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22并绕在绕线架221上。
在本实施例中，第一初级绕组np1绕于绕线架221的最内层，第二初级绕组np2残绕于绕线架221的最外层；第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21缠绕于第一初级绕组np1的外侧；第五次级子绕组na1缠绕于第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21的外侧；第六次级子绕组na2缠绕于第五次级子绕组na1的外侧；第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22缠绕于第六次级子绕组na2的外侧。
在本实施例中，第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12、第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22的匝数相同，记为第一匝数。第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2的匝数相同，记为第二匝数。优选地，第二匝数为第一匝数的二倍。
从图7的变压器的绕法可以看出：首先，第五次级子绕组na1、第六次级子绕组na2夹在同层设置的第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21、以及同层设置的第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22两者之间，四组绕组在结构上是对称的，所以它们之间的漏感相互匹配，耦合系数很高。因此第一电压u1所在的主反馈路与第二电压u2、第三电压u3所在的辅路之间的交叉调整率也会相比普通三明治绕法有较大改善，从而更容易达到设计要求。其次，第一次级子绕组ns11和第二次级子绕组ns12之间、第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组之间ns22之间在结构上是完全对称的，二者之间的漏感差异很小，从而使得第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4在开关信号的正半周期和负半周期中电流处于均衡状态，从而可以降低器件应力，减小损耗，提高效率。
图8图6所示电路的变压器的第二实施例的剖面示意图。图8所示的变压器和图7所示的变压器的差别在于：第二次级绕组ns2中的第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2缠绕于同一层，第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2并绕在绕线架221上。
在本实施例中，第一初级绕组np1缠绕于绕线架221的最内层，第二初级绕组np2缠绕于绕线架221的最外层；第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21缠绕于第一初级绕组np1的外侧；第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2缠绕于第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21的外侧；第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22缠绕于第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2的外侧。
在本实施例中，第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12、第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22的匝数相同，记为第三匝数。第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2的匝数相同，记为第四匝数。优选地，第三匝数和第四匝数相同。
从图8的变压器的绕法可以看出：首先，同层设置的第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2夹在同层设置的第一次级子绕组ns11和第三次级子绕组ns21、以及同层设置的第二次级子绕组ns12和第四次级子绕组ns22两者之间，三组绕组在结构上是对称的，所以它们之间也即第一次级子绕组ns11并联第二次级子绕组ns12后的等效绕组与第三次级子绕组ns21并联第四次级子绕组ns22后的等效绕组之间、第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2之间以及第一次级子绕组ns11并联第二次级子绕组ns12后的等效绕组、第三次级子绕组ns21并联第四次级子绕组ns22后的等效绕组与第五次级子绕组na1、第六次级子绕组na2之间的漏感相互匹配，耦合系数很高。因此第一电压u1所在的主反馈路与第二电压u2、第三电压u3所在的辅路之间的交叉调整率也会相比普通三明治绕法有较大改善，从而更容易达到设计要求。其次，第五次级子绕组na1和第六次级子绕组na2之间、第一次级子绕组ns11和第二次级子绕组ns12之间、第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组之间ns22之间在结构上是完全对称的，二者之间的漏感差异很小，从而使得第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4、第五二极管d5、第六二极管d6在开关信号的正半周期和负半周期中电流处于均衡状态，从而可以降低器件应力，减小损耗，提高效率。再次，当多路输出谐振变换电路300工作在降压模式时，在正半周期(负半周期同理)，第三电压u3所在的辅路中的第六二极管d6反向截止，此时第六二极管d6将会产生反向恢复电压尖峰，而该电压尖峰将作用在第六次级子绕组na2上，此时由于第六次级子绕组na2与第一次级子绕组ns11和第二次级子绕组ns12以及第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22之间相互耦合且恰好此时第一次级子绕组ns11和第二次级子绕组ns12被第一电压u1箝位，第三次级子绕组ns21和第四次级子绕组ns22被第二电压u2箝位，所以第六次级子绕组na2上的电压尖峰将会耦合到第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12、第三次级子绕组ns21以及第四次级子绕组ns22上，并通过第一二极管d1和第四二极管d4分别传输到第一电压u1和第二电压u2中，从而可以降低第六二极管d6的反向恢复电压尖峰。其中，当第六次级子绕组na2与第一次级子绕组ns11、第二次级子绕组ns12、第三次级子绕组ns21以及第四次级子绕组ns22的耦合系数越高，第六二极管d6的反向恢复电压尖峰降低越明显。同理，在负半周期，可以降低第五二极管d5的反相恢复电压尖峰。
本发明的有益效果是：区别于现有技术的情况，本发明的次级绕组漏感匹配的变压器及多路输出谐振变换电路包括绕线架；第一初级绕组；第一次级绕组，包括第一次级子绕组、第二次级子绕组、第三次级子绕组和第四次级子绕组，第一次级子绕组和第二次级子绕组并联，第三次级子绕组和第四次级子绕组并联；第一初级绕组和第一次级绕组分层绕制于绕线架；第一次级绕组中的第一次级子绕组和第三次级子绕组缠绕于同一层，第二次级子绕组和第四次级子绕组缠绕于另一层。通过上述方式，由于第一次级子绕组和第二次级子绕组并联、第三次级子绕组和第四次级子绕组并联，使得同层设置的第一次级子绕组和第三次级子绕组、同层设置的第二次级子绕组和第四次级子绕组在结构上对称设置，从而能够提高次级绕组之间的耦合系数以及匹配次级绕组的漏感，进而能够提高多路输出电压的交叉调整率。
以上所述仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。