基于辐射面缺陷耦合的双极化全波振子的制作方法

本发明涉及天线技术领域，具体说的是基于辐射面缺陷耦合的双极化全波振子。

背景技术：

当前pcb全波振子的辐射面结构如图1所示，是由四个折叠结构直接相连，其辐射臂较长，导致电流路径过长，诱发高阶谐振，造成方向图变形严重；且地板上两极化馈电点距离较近，导致极化间隔离较差。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本发明提供一种基于辐射面缺陷耦合的双极化全波振子，在振子的金属辐射面的每个导体环的正中间加载零电阻缺陷耦合机制，使电流路径更多元化，避免了电流过分集中，有效避免谐振发生，进而改善方向图。

为实现上述技术目的，所采用的技术方案是：基于辐射面缺陷耦合的双极化全波振子，包括设置在介质板上的金属辐射面、对金属辐射面进行馈电的支撑导体和反射接地板，在反射接地板上设有与支撑导体的馈电巴伦连接的两极化馈电点，支撑导体的一端与反射接地板连接，另一端与金属辐射面连接，将金属辐射面水平设置在反射接地板的上方，所述的金属辐射面由呈十字型对称设置的四个等效的导体环组成，所述的每个导体环外边缘的中心位置将中心缝隙两侧的辐射臂断开，在该断开位置连接一个等效为零阻抗值电阻结构，该等效为零阻抗值电阻结构与两侧的辐射臂缺陷耦合连接。

等效为零阻抗值电阻结构为对称多边形。

四个导体环的单侧辐射臂上均设有将此辐射臂断开为不对称的两部分的弯折路径。

弯折路径为s形路径、弧形路径或闪电形路径。

在反射接地板的两极化馈电点中间位置开设槽线。

本发明有益效果是：

1、本发明设计为辐射面缺陷耦合双极化全波振子，该振子由辐射面和两个支撑导体以及反射接地板组成，辐射面由四个等效的导体环组成，导体环线宽最细位置结构中间断开，连接一个等效为零阻抗值电阻结构（线宽较大），该结构与两侧的辐射臂通过缺陷耦合连接，使电流路径更多元化，避免电流过度集中，有效避免谐振发生，改善方向图。

2、导体环的一侧辐射臂沿着弯折路径断开，采用不对称的缺陷耦合馈电方式，可以增加电流路径多样性，分散电流，不同程度的改善了天线各个频点的0°交叉极化比。

3、接地板两极化馈电点中间位置开槽，改变了极化间馈电电流路径，有效提高了全波振子单元极化间隔离度；支撑导体和接地板含有馈电和匹配网络结构。

附图说明

图1为传统全波振子示意图；

图2为本发明的全波振子的结构示意图；

图3为本发明的金属辐射面的第一种结构示意图；

图4为图3的等效为零阻抗值电阻结构示意图；

图5为本发明的金属辐射面的第二种结构示意图；

图6为本发明的金属辐射面的第三种结构示意图；

图7为本发明的金属辐射面的第四种结构示意图；

图8为本发明的导体环一侧缺陷耦合结构示意图；

图9为本发明的支撑导体拆开后的正面结构示意图；

图10为本发明的支撑导体拆开后的背面结构示意图；

图11为本发明的反射接地板的正面结构示意图；

图12为本发明的反射接地板的背面结构示意图；

图13为传统全波振子在h面的方向图；

图14为本发明全波振子在h面的方向图；

图15为传统全波振子和本发明全波振子0°交叉极化比xpd对比图；

图16为反射接地板开槽线前后的全波振子单元极化间隔离度对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步详述。

如图2所示，基于辐射面缺陷耦合的双极化全波振子，包括设置在介质板1上的金属辐射面2、对金属辐射面2进行馈电的支撑导体27和反射接地板28。在反射接地板28上设有与支撑导体27的馈电巴伦连接的两极化馈电点，支撑导体27的一端与反射接地板28连接，另一端与金属辐射面2连接，将金属辐射面2水平设置在反射接地板28的上方。如图9、图10所示，支撑导体由两块十字交叉的介质板组成，介质板的正面设有巴伦馈电12、13，介质板的背面设有接地敷铜层16、17，通过改变支撑导体正面的巴伦馈电12和巴伦馈电13的宽度以及长度平衡馈电，优化天线性能，标号14、15、18、19为介质基板，标号16和17为支撑导体背面的接地敷铜层。

如图3、图5、图6、图7所示，金属辐射面2设置在介质板1的正上方，金属辐射面2由呈十字型对称设置的四个等效的导体环29组成，金属辐射面2的中心设有呈十字型的缝隙，每一条分支为导体环29的中心缝隙，传统振子的导体环29的两侧的辐射臂在边缘中心连接，而基于辐射面缺陷耦合的双极化全波振子的金属辐射面2的每个导体环29外边缘的中心位置将中心缝隙30两侧的辐射臂7、8断开，在该断开位置连接一个等效为零阻抗值电阻结构3，如图4所示，该等效为零阻抗值电阻结构3与两侧的辐射臂7、8缺陷耦合连接，导体环中间的等效为零阻抗值电阻结构3，与两侧的辐射臂7和辐射臂8通过缝隙4、缝隙5以及缝隙6耦合连接，这种耦合方式使电流路径更加多元化，避免了电流过分集中，以及有效的避免了谐振的发生，从而改善了天线方向图。如图13、图14可知，其中彩色线条为主极化，灰色线条为交叉极化；在1710mhz-2690mhz工作频段内，缺陷耦合全波振子h面3db波瓣宽度范围为59.3°~66.8°，传统全波振子h面3db波瓣宽度范围为58.7°~68.1°，缺陷耦合全波振子具有更好的波束收敛性。

等效为零阻抗值电阻结构3为以断开缝隙为中心的对称多边形，例如菱形、六边形、正方形、三角形或矩形等。如图3、4所示的等效为零阻抗值电阻结构3为矩形，如图5、图6所示的等效为零阻抗值电阻结构3为菱形，如图7所示的等效为零阻抗值电阻结构3为六边形。

如图3、图8所示，四个导体环的同一侧的单侧辐射臂上均设有将此辐射臂断开为不对称的两部分的弯折路径9，该侧辐射臂沿着弯折路径9左右断开为辐射臂10与辐射臂11，通过弯折路径9耦合连接，这种不对称缺陷耦合馈电方式分散电流，有效改善天线0°交叉极化比。图15为传统全波振子和缺陷耦合全波振子0°交叉极化比xpd对比图，在1710mhz-2690mhz工作频段内，较传统全波振子，缺陷耦合全波振子各频点0°交叉极化比有0.5db-4.8db范围内的改善。

弯折路径9为s形路径、弧形路径或闪电形路径。s形路径如图6所示，闪电形路径如图5、图7所示，也可将两种结构改为相近的各种结构，例如波形结构、弧形结构等。

如图11、图12所示，反射接地板18的正面设有振子两极化馈电匹配电路22、23，在支撑导体27插接在反射接地板28时，振子两极化馈电匹配电路22、23与巴伦馈电12、13匹配连接，反射接地板18的背面为敷铜层，在反射接地板28的两极化馈电点中间位置开设槽线26，即在反射接地板背面负极化馈电点24和正极化馈电点25中间位置的敷铜层上开槽线26，这种接地板部分断开的方式，改变了极化间馈电电流路径，有效提高了全波振子单元极化间隔离度。图16为接地板开槽前后全波振子单元极化间隔离度对比图，在1710mhz-2690mhz工作频段内，接地板开槽前全波振子单元极化间隔离度为-20.1db~-23.9db，接地板开槽后全波振子单元极化间隔离度为-26.7db~-31.6db，这种接地板部分开槽的方式，有效提高了振子单元极化间隔离度6.6db。标号20和21为介质基板，标号22和23为振子两极化馈电匹配电路。