一种HMSIW平衡定向耦合器的制作方法

本发明涉及一种耦合器，特别是一种hmsiw平衡定向耦合器。

背景技术：

在现代无线通信系统中，平衡器件受到了越来越多的关注，因为平衡器件可以有效抑制环境噪声和系统内部的噪声。平衡定向耦合器具有分配差分信号的幅度和相位的功能，是通信系统设备中必不可少的器件。目前已有学者通过利用枝节线和耦合线结构设计出若干种形式的平衡耦合器。然而，由于枝节线和耦合线在高频工作时损耗很大(主要为辐射损耗)，这些平衡耦合器难以应用于较高的微波频段，主要适用于5ghz以下的频段。此外，这些平衡耦合器无法在很宽的频带内实现高共模抑制(噪声抑制)，只能在差模通带附近(几百兆赫兹)实现30db以上的共模抑制。

基片集成波导(siw)与传统金属波导结构相类似，传播特性基本一致，所以基片集成波导具有q值高，传输能力强等特点。同时，基片集成波导的结构还类似于微带结构，体积小，重量轻，成本低，易于加工及集成度高等诸多特点。因而基片集成波导在高集成度的微波系统中有着广泛的应用。根据siw的模式分布特性，有学者提出了半模基片集成波导(hmsiw)。hmsiw可以在保持siw优良传输特性的基础上将尺寸缩小一半，适应现代无线通信系统小型化的趋势。若能将hmsiw传输线运用到平衡耦合器的设计中，则可以设计出适用于高频段且结构紧凑的平衡耦合器。然而，hmsiw的传输特性和结构形式与微带线以及耦合线存在很大的差异，所以已有的设计方法无法运用到hmsiw平衡定向耦合器中。据已查文献，目前还没有利用siw或者hmsiw传输线设计平衡定向耦合器的工作。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，而提供一种hmsiw平衡定向耦合器，该hmsiw平衡定向耦合器基于半模基片集成波导(hmsiw)和人工表面等离激元(sspp)，结构紧凑，能适用于较高的厘米波和毫米波频段。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：

一种hmsiw平衡定向耦合器，包括上介质基板和下介质基板。上介质基板和下介质基板共用一块金属面，称为公共金属面。

上介质基板和下介质基板上各设置一个hmsiw定向耦合器，两个hmsiw定向耦合器垂直堆叠。每个hmsiw定向耦合器均包括两根对称且相背设置的hmsiw传输线。每个hmsiw定向耦合器均具有四个平衡端口，两个hmsiw定向耦合器的八个平衡端口形成四个差分端口。公共金属面上蚀刻矩形缝隙。

四个差分端口分别为第一差分端口、第二差分端口、第三差分端口和第四差分端口。当差模信号激励第一差分端口时，矩形缝隙区域等效为pec面，此时差分信号能在hmsiw定向耦合器中正常传输，第二差分端口为直通端，第三差分端口为耦合端，第四差分端口为隔离端。当共模信号激励第一差分端口时，矩形缝隙区域等效为pmc面，此时共模信号在矩形缝隙边缘被阻断，无法正常传输。

矩形缝隙区域中设置有周期性的sspp结构，该sspp结构能使得hmsiw平衡定向耦合器中的槽线传输模式所对应的频率处于sspp结构中色散曲线的截止区域内，从而能有效抑制槽线传输模式，进一步提高共模抑制能力。

sspp结构的底部与矩形缝隙的边缘相连。通过调整sspp结构的高度hs，改变sspp结构的传输特性，进而影响对共模信号的抑制效果。

矩形缝隙区域中设置有两个对称的sspp结构，每个sspp结构均沿矩形缝隙的长边布设，每个sspp结构均包括若干个均与矩形缝隙长边相垂直且间隔均匀的金属长条。

通过调整矩形缝隙的尺寸，进而调整共模信号的抑制效果。

上介质基板的上表面中心印刷有矩形的上金属层。下介质基板的下表面中心印刷有矩形的下金属层。上金属层和下金属层的四个角端各设置一根馈电微带线。

上金属层和下金属层的对称中心处设置有与长边平行的耦合窗。耦合窗的两侧对称布设两条通孔带，每条通孔带均由若干个金属通孔呈直线排列形成。

矩形缝隙的长度大于耦合窗的长度，矩形缝隙的两条短侧边上均设置有一根位于矩形缝隙内的通孔地面金属条，通孔地面金属条与对应金属通孔的位置相对应。

每根馈电微带线均包括渐变段和直线段。其中，渐变段连接直线段与上金属层或下金属层。

本发明具有如下有益效果：

1、本发明具有四对差分端口，分别为第一、第二、第三和第四差分端口。在差模激励下，若第一差分端口为信号输入端，则第二差分端口为直通端，第三差分端口为耦合端，第四差分端口为隔离端。由于其上下对称结构，高速信号在其中传输时可保持良好的完整性。在差模激励下，矩形缝隙区域被等效为理想电壁(pec)，由于公共金属面近似认为是理想电壁，因此其差模等效电路即对应的单端定向耦合器。然而，在共模激励下时，其中间层被等效为理想磁壁(pmc)。根据pec-pmc结构的边界条件，ten0模式无法在siw中传输，此时共模信号在矩形缝隙边缘被全反射，实现了良好的共模抑制。相对于传统的siw平衡定向耦合器，hmsiw的使用大大减小了耦合器的尺寸。

2、本发明能适用于较高的厘米波和毫米波频段。由于本发明采用高品质因数的siw传输线作为主体结构，故可以运用于较高的频段，优选频段为10-40ghz。

3、本发明能实现差分信号的-3db耦合，同时保证差分信号传输过程中的完整性。

4、本发明能在很宽的频带内(如0-60ghz)实现对共模噪声的良好的抑制效果，降低环境噪声、电路噪声等对目标信号的干扰，从而显著提高了通信系统中的信噪比，改善了通信质量。在共模激励下时，公共金属面被等效为理想磁壁(pmc)。根据pec-pmc结构的边界条件，ten0模式无法在siw中传输，此时共模信号在矩形缝隙边缘被全反射，实现了良好的共模抑制。此外，在公共金属面上加载sspp结构，抑制了槽线模式的传输，进一步提高了共模抑制，从而能够很宽的频带。

附图说明

图1显示了本发明所采用印刷电路板的示意图。

图2显示了本发明一种hmsiw平衡定向耦合器的三维结构示意图。

图3显示了本发明一种hmsiw平衡定向耦合器的俯视图。

图4(a)显示了本发明的hmsiw平衡定向耦合器在差模激励时的信号传输图。

图4(b)显示了本发明的hmsiw平衡定向耦合器在共模激励时的信号传输图。

图5(a)显示了本发明在槽线模式影响下的双层hmsiw传输线的电场分布图。

图5(b)显示了本发明在槽线模式影响下的双层hmsiw传输线的传输系数图。

图6显示了本发明在加载spp结构单元时双层hmsiw结构中的电场分布图。

图7(a)显示了本发明的差模散射参数仿真和实测结果图。

图7(b)显示了本发明的共模散射参数仿真和实测结果图。

图7(c)显示了本发明在差模激励下直通端和耦合端的相位差的仿真和测量结果图。

其中有：

s1.介质基片；s2.上金属层；s3.下金属层；

10.上介质基板；11.金属层；12.渐变段；13.直线段；14.金属通孔；port1.上第一平衡端口；port2.上第二平衡端口；port3.上第三平衡端口；port4.上第四平衡端口；

20.公共金属面；21.矩形缝隙；22.金属长条；23.通孔地面金属条；

30.下介质基板；port1’.下第一平衡端口；port2’.下第二平衡端口；port3’.下第三平衡端口；port4’.下第四平衡端口。

具体实施方式

下面结合附图和具体较佳实施方式对本发明作进一步详细的说明。

本发明的描述中，需要理解的是，术语“左侧”、“右侧”、“上部”、“下部”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，“第一”、“第二”等并不表示零部件的重要程度，因此不能理解为对本发明的限制。本实施例中采用的具体尺寸只是为了举例说明技术方案，并不限制本发明的保护范围。

本发明的一种hmsiw平衡定向耦合器，以工作在中心频率为15ghz为例进行说明。

如图2和图3所示，一种hmsiw平衡定向耦合器，包括上介质基板10和下介质基板；上介质基板和下介质基板共用一块金属面，称为公共金属面20。

上述上介质基板一10和下介质基板二30均采用如图1所示的印刷电路板，该印刷电路板优先采用采用相对介电常数为3.55，厚度为0.508mm的rogersro4003型号。在图1中，印刷电路板包括介质基片s1、以及包覆在介质基片s1上、下表面上的上金属层s2和下金属层s3。作为替换，上述上介质基板一10和下介质基板二30也可以采用其他规格的微波板。

hmsiw平衡定向耦合器具有沿长度方向的对称轴，称为x轴。

上介质基板和下介质基板上各设置一个hmsiw定向耦合器，两个hmsiw定向耦合器垂直堆叠。

每个hmsiw定向耦合器均包括两根对称且相背设置的hmsiw传输线，每个hmsiw定向耦合器均具有四个平衡端口。

hmsiw传输线及平衡端口的具体优选设置方式如下：

上介质基板的上表面中心和下介质基板的下表面中心均印刷一块矩形的金属层11，分别为上金属层和下金属层，均关于x轴为对称。

上金属层和下金属层的四个角端各设置一根馈电微带线。上金属层和下金属层的四根馈电微带线均关于x轴为对称。

每根馈电微带线均包括渐变段12和直线段13。其中，渐变段连接直线段与上金属层或下金属层。其中，上介质基板上的直线段与x轴相平行，下介质基板上的直线段与x轴相垂直，也即弯折的形式。这样设计的原因是为了测试时便于焊接sma头。

每根微带线中直线段的外端延伸至上介质基板或下介质基板的外边壁，并连接平衡端口。

每个hmsiw定向耦合器的四个平衡端口分别为第一平衡端口、第二平衡端口、第三平衡端口和第四平衡端口。

两个hmsiw定向耦合器的八个平衡端口形成四个差分端口，具体设置方式如下。

其中，与上介质基板上四根馈电微带线连接的四个平衡端口分别为上第一平衡端口port1、上第二平衡端口port2、上第三平衡端口port3和上第四平衡端口port4。

其中，与下介质基板上四根馈电微带线连接的四个平衡端口分别为下第一平衡端口port1’、下第二平衡端口port2’、下第三平衡端口port3’和下第四平衡端口port4’。

上述上第一端口port1和下第一端口port1’形成第一差分端口；上第二端口port2和下第二端口port2’形成第二差分端口；上第三端口port3和下第三端口port3’形成第三差分端口；上第四端口port4和下第四端口port4’形成第四差分端口。

上金属层和下金属层的对称中心处设置有与长边平行的耦合窗15，耦合窗的两侧对称布设两条通孔带，每条通孔带均由若干个金属通孔呈直线排列形成。耦合窗和两条通孔带均位于x轴上。

公共金属面的中心蚀刻有矩形缝隙21，矩形缝隙区域中优选设置有两个对称的sspp结构，每个sspp结构均沿矩形缝隙的长边布设，每个sspp结构均包括若干个均与矩形缝隙长边相垂直且间隔均匀的金属长条221。

sspp结构的底部与矩形缝隙的边缘相连。通过调整sspp结构的高度hs，改变sspp结构的传输特性，进而影响对共模信号的抑制效果。另外通过调整矩形缝隙的尺寸，进而调整共模信号的抑制效果。

矩形缝隙的长度优选大于耦合窗的长度，矩形缝隙的两条短侧边上均设置有一根位于矩形缝隙内的通孔地面金属条23，通孔地面金属条与对应金属通孔的位置相对应。

矩形缝隙的宽度略大于hmsiw段宽度的两倍。这样设计尽量提高平衡耦合器的共模抑制能力。

当差模信号激励第一差分端口时，矩形缝隙区域等效为pec面，此时差分信号能在hmsiw定向耦合器中正常传输，第二差分端口为直通端，第三差分端口为耦合端，第四差分端口为隔离端。当共模信号激励第一差分端口时，矩形缝隙区域等效为pmc面，此时共模信号在矩形缝隙边缘被阻断，无法正常传输。

矩形缝隙区域中设置有周期性的sspp结构，该sspp结构能使得hmsiw平衡定向耦合器中的槽线传输模式所对应的频率处于sspp结构中色散曲线的截止区域内，从而能有效抑制槽线传输模式，进一步提高共模抑制能力。

在本实施例中，hmsiw段的宽度w优选为4.9mm，耦合窗长度coup_l优选为17.4mm，矩形缝隙的长度ls优选为27.5mm，矩形缝隙的宽度2ws优选为12.8mm。矩形缝隙伸出hmsiw段边缘的长度l1优选为2mm，进一步抑制上/下金属层与公共金属面之间的槽线传输模式的传输。sspp结构的高度hs优选为4mm，sspp结构中金属长条的宽度w1优选为0.5mm，sspp结构中金属长条的间距g优选为1mm。馈电微带线中渐变段的长度taper_l优选为7.5cm，渐变段的宽度taper_w优选为1.8mm。介质基板上金属通孔的的直径优选为0.8mm，相邻金属通孔之间的间距优选为1.2mm。

hmsiw段的宽度决定了本发明定向耦合器的工作频段。由于上下层的hmsiw定向耦合器和馈电微带线对称，也即hmsiw平衡耦合器由两个完全相同的单端hmsiw耦合器上下堆叠而成，采用成对的渐变形式的微带-siw转换结构对hmsiw进行馈电，形成四对差分端口port1(1’)、port2(2’)、port3(3’)和port4(4’)。

在差模信号激励第一差分端口时，hmsiw中的电场为等幅反相。矩形缝隙区域可视为一个理想电导体pec面，根据pec的边界条件：

上述公式为现有技术，本申请仅为引用。此时差分信号正常传输，如图4(a)所示。此时部分信号传输到直通端(第二差分端口)，另一部分信号经过耦合窗口到达耦合端(第三差分端口)，第四差分端口为隔离端。

在共模激励下，在缝隙区域形成一个理想磁导体(pmc)面，根据pmc的边界条件：

此时，共模信号被全反射，共模信号无法在缝隙区域内传输，从而实现了良好的共模抑制，如图4(b)所示。在共模激励时。相对于传统的siw平衡定向耦合器，hmsiw的使用大大减小了耦合器的尺寸。

在图4(a)和4(b)中，z向表示hmsiw平衡耦合器的厚度方向，metalplane对应公共金属面，也即对应middle，上介质基板的顶面对应top，下介质基板的底面对应bottom。

然而，此时上金属层、下金属层与公共金属面边缘之间会产生槽线传输模式，使得一部分共模信号仍可以传输到直通端和耦合端，如图5中的(a)和(b)所示。

为了解决这个问题，人工表面等离激元(sspp)结构被引入。在矩形缝隙区域加上周期性的梳状结构(金属长条)形成sspp传输线，根据sspp的色散特性，通过合理设计sspp结构的尺寸(hs、w1和g)，使得定向耦合器的工作频段位于sspp传输线的截止区域内。在不影响耦合器差分特性的条件下实现对槽线模式的抑制，最终获得良好的共模抑制特性，如图6所示。

图7(a)和(b)为本发明的散射参数仿真与实测结果。其中sdd11表示差模信号激励下的仿真和测试的反射系数，sdd21为差模信号激励下的仿真和测量的输入端与直通端的传输系数，sdd31为差模信号激励下的仿真和测量的输入端与耦合端的传输系数，sdd41为差模信号激励下的仿真和测量的输入端与隔离端的传输系数。scc21、scc31、scc41为共模信号激励下的仿真和测量的传输系数，反映了耦合器各端口的共模抑制情况。

图7(c)为差模激励下直通端和耦合端的相位差的仿真和测量结果。-3db平衡定向耦合器在差模激励下的工作频段为13.6-15.6ghz，相对带宽为13.7％，插入损耗为1.9db，第二差分端口和第三差分端口之间的相位差为84.4-93.5度。在共模激励下，在13-17ghz内，直通端的共模信号抑制电平大于-50db，耦合端的共模信号抑制电平大于-40db，具有很高的共模抑制效果。从图中可以看到仿真和实测结果吻合良好。

以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。