一种可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器

1.本发明属于无线通信技术领域，涉及一种可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器，特别涉及一种可产生带外零点的馈电结构。


背景技术：

2.通信系统需要在屏蔽噪声的同时获得有用信号，因而大量用到滤波电路。滤波通带的带外传输零点有利于提高通带的选择性，因此如何方便快捷的产生带外零点是学术界和产业界研究的一个重要指标。
3.对于腔体滤波电路而言，为了在幅频响应中产生零点，往往需要增加额外的谐振腔或者增加额外的耦合探针，最终导致设计和加工成本的显著增加，甚至是电路体积的增大。这与未来通信系统低成本、小型化的发展趋势相违背。
4.双通带滤波器是实现滤波器低成本和小型化的一个研究方向，常用于天线系统中两路并行信号的处理，在提高传输效率的同时，所需的滤波器个数可以减少一半。在此基础上，双通带滤波功分器是将双通带滤波器和功分器相互集成，通过共用谐振器的方法，设计出结构更加紧凑的电路。
5.已报道的双通带滤波功分器主要是等功率分配的设计，对于可实现不等功分的双通带滤波功分器而言，其在两个通带内往往采用一样的不等功分比。如果两个通带内能够实现不同的功率分配，则该双通带滤波功分器在应用中更具通用性，但是此类设计却鲜有报道。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于，解决上述现有技术中的不足，本发明提出一种可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器，有利于提高通带的选择性。
7.为了实现本发明目的，本发明提供的可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器，包含金属腔体、位于金属腔体内的级联的第一双模介质谐振器和第二双模介质谐振器、固定在金属腔体底壁上与所述第一双模介质谐振器耦合的第一激励结构、以及固定在金属腔体底壁上与所述第二双模介质谐振器耦合的第二激励结构和第三激励结构，所述第一激励结构为直线型馈线，其特征在于：所述第二激励结构和第三激励结构为折线形馈线，位于第二双模介质谐振器的一角处且靠近所述第一双模介质谐振器，所述第二激励结构和第三激励结构分设于所述第二双模介质谐振器的对角线平面两侧，该折线形馈线包含自下而上依次相连的竖直的第一馈线、水平的第二馈线和竖直的第三馈线，所述第三馈线靠近第二双模介质谐振器设置。
8.此外，本发明还提出了上述可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器的设计方法，包含如下步骤：
9.步骤1、根据滤波功分器两个通带所需的性能指标计算各自对应的低通原型集总参数，在此基础上分别计算构建第一通带(模式a产生)和第二通带(模式b产生)所需的输入
端外部品质因数(q
ea
和q
eb
)以及耦合系数；
10.步骤2、建立所述双模双通带介质滤波功分器的介质腔体模型，调节金属腔体中部的缝隙，使两个双模介质谐振器之间的耦合量满足步骤1中计算得到的耦合系数；
11.步骤3、在第一双模介质谐振器内加载第一激励结构，根据步骤1中计算得到的第一通带和第二通带所需的输入端外部品质因数，确定第一激励结构的设计参数，包括馈线长度和馈电位置；
12.步骤4、在第二双模介质谐振器内加载第二激励结构和第三激励结构，分别针对第二激励结构和第三激励结构，通过调整二者第一馈线的长度以及第一馈线到第二双模介质谐振器之间的距离，以调节第一激励结构与第二激励结构之间的交叉耦合量，以及第一激励结构与第三激励结构之间的交叉耦合量，从而确定上述两个通道内的带外传输零点的位置；
13.步骤5、分别针对第二激励结构和第三激励结构，通过调整第三馈线的长度和第三馈线到第二双模介质谐振器之间的距离，以调节第二激励结构与第二双模介质谐振器之间的主耦合量，以及第三激励结构与第二双模介质谐振器之间的主耦合量，使其满足输出端所需的外部品质因数。
14.本发明双模双通带介质滤波功分器的第二、第三激励结构为折线形馈线；通过调节第二、第三激励结构的第一馈线分别实现两激励结构与第一激励结构之间的交叉耦合，以产生带外零点；通过调节第二、第三激励结构的第三馈线分别实现两激励结构与第二双模介质谐振器之间的主耦合，可实现两路输出信号在第一通带与第二通带内具有不同的功分比。
附图说明
15.下面结合附图对本发明作进一步的说明；
16.图1是本发明可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器的三维视图。
17.图2是本发明可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器的俯视图。
18.图3(a)是馈线长度为26mm时仿真提取的端口外部品质因数与馈线位置的关系曲线图。
19.图3(b)是馈线长度为28mm时仿真提取的端口外部品质因数与馈线位置的关系曲线图。
20.图4是本发明可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器的幅频响应曲线图。
具体实施方式
21.下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
22.本发明可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器，其包含两根折线探针来为双模介质谐振器馈电，便于同时获得所需的主耦合量和交叉耦合量，以产生带外零点，有利于提高通带的选择性，并且可以在这两个通带内实现不同的功分比，结构简单、易于实现。如图1、图2所示，本实施例滤波功分器包含金属腔体1、位于金属腔体内的级联的第一双模介质谐振器2和第二双模介质谐振器3。第一双模介质谐振器2与第二双模介质谐振器3通过金属腔体1中部的缝隙进行耦合。金属腔体1的底壁上还固定有与第一双模介质谐振器2耦
合的第一激励结构4，以及固定在金属腔体底壁上与第二双模介质谐振器3耦合的第二激励结构5和第三激励结构6。
23.其中，双模介质谐振器是通过横截面呈正方形的矩形介质谐振器在对角线位置设置用于分离正交简并模式的一对切角而得到，其底部与金属腔体的底面直接接触，该双模介质谐振器的顶部与金属腔体顶部间隔一定距离。
24.第一激励结构4为直线型馈线。第二激励结构5和第三激励结构6为折线形馈线，分设于第二双模介质谐振器3对角线平面两侧。该折线形馈线包含自下而上依次相连的平行于介质谐振器斜45
°
平面的竖直的第一馈线、水平的第二馈线和竖直的第三馈线。第三馈线用于实现端口与第二双模介质谐振器3之间的主耦合。由于第一馈线更加靠近第一级谐振器(第一双模介质谐振器2)，便于实现第一激励结构4与之的交叉耦合。第二馈线则用于连接第一馈线和第三馈线。主耦合量和交叉耦合量的大小可以分别调节第三馈线和第一馈线的长度以及馈线与该腔内介质谐振器之间的距离来独立控制。
25.本实施例可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器的设计方法，包含如下步骤：
26.步骤1、根据滤波功分器两个通带所需的性能指标计算各自对应的低通原型集总参数，在此基础上分别计算构建第一通带(模式a产生)和第二通带(模式b产生)所需的输入端外部品质因数(q
ea
和q
eb
)以及耦合系数。
27.在模式a和模式b这两个模式下，每个输出端口所需的外部品质因数通过下面两个公式计算：
[0028][0029][0030]
其中，i＝1,2，α1∶α2和β1∶β2分别表示第一通带和第二通带内的功率分配比；和分别表示在模式a和模式b的作用下，第i个输出端口所需的外部品质因数，q
ea
为模式a作用下的输入端的外部品质因数，q
eb
为模式b作用下的输入端的外部品质因数。
[0031]
步骤2、建立上述双模双通带介质滤波功分器的介质腔体模型，调节金属腔体中部的缝隙，使两个双模介质谐振器之间的耦合量满足步骤1中计算得到的耦合系数。
[0032]
步骤3、在第一双模介质谐振器2内加载第一激励结构4，根据步骤1中计算得到的第一通带和第二通带所需的输入端外部品质因数(q
ea
和q
eb
)，确定第一激励结构的设计参数，包括馈线长度和馈电位置。
[0033]
步骤4、在第二双模介质谐振器3内加载第二激励结构5和第三激励结构6，分别针对第二激励结构5和第三激励结构6，通过调整二者第一馈线的长度以及第一馈线到第二双模介质谐振器3之间的距离，以调节第一激励结构4与第二激励结构5之间的交叉耦合量，以及第一激励结构4与第三激励结构6之间的交叉耦合量，从而确定上述两个通道内的带外传输零点的位置。
[0034]
步骤5、分别针对第二激励结构5和第三激励结构6，通过调整第三馈线的长度和第
三馈线到第二双模介质谐振器3之间的距离，以调节第二激励结构5与第二双模介质谐振器3之间的主耦合量，以及第三激励结构6与第二双模介质谐振器3之间的主耦合量，使其满足输出端所需的外部品质因数，即步骤1中计算得到的和
[0035]
一开始设计的时候，首先将第二激励结构5和第三激励结构6分别设置于第二双模介质谐振器3的对角线所在竖直平面的两侧。因为当馈线在0<d<12.5mm范围内水平移动时，可以独立调控q
eb
的值，且不影响q
ea
的值；当馈线在12.5mm<d<25mm范围内水平移动时，可以独立调控q
ea
的值，且不影响q
eb
的值。上述特性有利于快速获得第二、第三激励结构与第二双模介质谐振器3之间所需的构建两个通带的主耦合量。
[0036]
如图3(a)和图3(b)所示，分别为馈线长度等于26mm和28mm时，仿真提取的两个模式(模式a和模式b)对应的端口外部品质因数与馈线位置的关系曲线图。模式a和模式b的极化方向如图3(a)插图中的箭头所示。两个介质谐振器级联后，模式a构建第一通带，模式b构建第二通带。图中，l表示：馈线长度(适用于选取l1和l
23
的数值)，d表示：馈线到介质谐振器未切角一侧的垂直距离，g表示：馈线到介质谐振器的垂直距离。模式a和模式b对应的端口外部品质因数(q
ea
和q
eb
)可以认为是独立可控的。具体的来说，当0<d<12.5mm时，q
ea
的值基本保持不变，q
eb
的值随着d的增加而减小(单调递减)。当12.5mm<d<25mm时，q
ea
的值随着d的增加而增加(单调递增)，q
eb
的值基本保持不变。
[0037]
因此，根据图3曲线图得出结论：随着g取值的增加，q
ea
和q
eb
均增大；而随着馈线长度l取值的增加，q
ea
和q
eb
均减小。与此同时，当馈线在0<d<12.5mm范围内水平移动时，可以独立调控q
eb
的值，且不影响q
ea
的值；当馈线在12.5mm<d<25mm范围内水平移动时，可以独立调控q
ea
的值，且不影响q
eb
的值。上述特性有利于快速获得两个通带各自所需的主耦合量。
[0038]
值得一提的是，可以根据图3中的曲线图对第二激励结构和第三激励结构中的第三馈线的长度和位置进行调节，以满足各输出端在两个通带内所需的外部品质因数(和)，从而在两个通带内获得各自所需的功分比。当d不变时，仅仅改变g或l，则和具有相同的单调性，因此只能实现两个通带相同的功分比(例如都是1:3)。要想在两个通带内实现不同的功分比(例如，第一通带功分比为4:1，第二通带功分比为1:1)，则两个输出端探针的位置参数d的取值应当不同。如图2所示的俯视图中，端口2应当位于端口3的左上方，这是由图3中和的变化趋势决定的。
[0039]
本实施例可产生带外零点的双模双通带介质滤波功分器的器件参数如下：
[0040]
金属腔体长83mm，宽度40mm，高度32mm，腔体中部的缝隙宽度为13mm；双模介质谐振器的边长d＝25mm，高度为20mm，切角边长s＝8mm；第一激励结构4的馈线长度为25mm，第一激励结构4的馈线到第一双模介质谐振器2的垂直距离为2.9mm；第二激励结构5的第一馈线、第二馈线和第三馈线的长度分别为8mm、7.5mm和23mm，第二激励结构5的第三馈线到第二双模介质谐振器3的垂直距离g＝3.1mm，第二激励结构5的第三馈线到第二双模介质谐振器3未切角一侧的距离d＝10.4mm；第三激励结构6的第一馈线、第二馈线和第三馈线的长度分别为8mm、7.6mm和16mm，第三激励结构6的第三馈线到第二双模介质谐振器3的垂直距离为g＝2mm，第三激励结构6的第三馈线到第二双模介质谐振器3未切角一侧的距离d＝15.8mm。
[0041]
如图4所示为本实施例双模双通带介质滤波功分器的幅频响应曲线图，从图中可知：每一路双通带滤波响应(s
21
和s
31
)中均产生了3个传输零点。对于s
21
而言，出现在频率低端(1.37ghz)和频率高端(1.76ghz)的两个传输零点是由本发明提出的折线形馈线结构产生的，而两个通带之间的传输零点(1.58ghz)是由于端口2中的模式a和模式b的感应电流等幅反相而产生的。与之相似的，对于s
31
而言，出现在频率低端(1.45ghz)和频率高端(1.77ghz)的两个传输零点是由本发明提出的折线形馈线结构产生的，而两个通带之间的传输零点(1.57ghz)是由于端口3中的模式a和模式b的感应电流等幅反相而产生的。与此同时，在第一通带内，s
21
和s
31
的带内插入损耗分别为
‑
1.26db和
‑
7.13db，回波损耗优于
‑
13.4db；在第二通带内，s
21
和s
31
的带内插入损耗分别为
‑
3.2db和
‑
3.3db，回波损耗优于
‑
17.4db。上述结果表明，本实施例中实现的第一通带功分比为4:1，第二通带功分比为1:1(等功率分配)。
[0042]
除上述实施例外，本发明还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围。