一种集成共模电感功能的PCB平面变压器及其设计方法与流程

一种集成共模电感功能的pcb平面变压器及其设计方法
技术领域
1.本技术涉及变压器设计技术领域，尤其是涉及一种集成共模电感功能的pcb平面变压器及其设计方法。


背景技术：

2.近年来，电子通讯终端产品发展迅速，在小功率消费类电子应用中，反激式开关电源由于其结构简单、提交小、效率高、输出稳定好等优而被广泛应用。但是开关电源在工作过程中容易遭受噪声干扰，开关电源遭受的噪声包括来自于外界的噪声，自身开关器件关断和导通产生的噪声，在整流二极管反向恢复产生的噪声，自身电路中的电容、电感以及导线产生的噪声；这些噪声信号会沿着电路网络传导和辐射到用电设备，并会导致该用电设备遭受电磁干扰（electro-magnetic interference , emi），因此开关电源在面市之前都需要通过emi测试。
3.共模噪声是构成电磁干扰的典型组成部分，共模噪声主要包括由开关电源电路各参数间相互作用而产生的对参考地之间的噪声，平面变压器绕组间存在寄生电容因此在开关电源运行时会产生大量的共模噪声，形成关断电压尖峰；尤其是在追求小、轻、薄的设计的同时，平面变压器在电源设计中的应用更为广泛，因此对抑制共模噪声提出了更高的要求。
4.为了减少共模电磁干扰，通常在变压器初级绕组和次级绕组之间（以下简称“初次级之间”）加入法拉第屏蔽层来减少绕组间的电容耦合,但在实际变压器设计和制作中灵活性低且对电磁干扰分析造成影响。


技术实现要素：

5.为了减少甚至消除共模噪声，提高开关电源噪声抑制性能，本技术提供一种集成共模电感功能的pcb平面变压器及其设计方法。
6.第一方面，本技术提供一种集成共模电感功能的pcb平面变压器，采用如下的技术方案：一种集成共模电感功能的pcb平面变压器，其应用于反激式开关电源中，包括：磁芯、pcb板和噪声抑制电路，所述pcb板嵌装于所述磁芯中，所述噪声抑制电路设置于所述pcb板上，所述噪声抑制电路包括初级绕组、次级绕组和屏蔽绕组；所述屏蔽绕组设置于初级绕组和次级绕组之间，所述屏蔽绕组设有用于平衡初次级之间电流的开口；所述初级绕组和所述次级绕组之间设有加强电容，所述加强电容设置于初级绕组热端和次级绕组热端之间，用于吸收共模噪声电流。
7.通过采用上述技术方案，通过在屏蔽绕组上设置开口来降低次级对屏蔽地的总杂散电容，以此来对初次级之间的电流进行平衡，设置加强电容来进一步配平共模噪声，降低生产难度，同时提高配平效果；通过开口和加强电容的设计，抑制高频能量，从而达到平衡
传导发射与辐射发射的效果，减少外围emi抑制器件的使用，降低生产成本，提高开关电源的效率，获得较理想的抑制电磁干扰的效果，缩短开关电源的开发周期，提高开发效率。
8.优选地，所述屏蔽绕组与次级绕组之间设有匹配电容，所述匹配电容设置于次级绕组热端和屏蔽地之间，用于吸收初次级之间的共模噪声。
9.通过采用上述技术方案，设置匹配电容既可以在屏蔽层设计后在实际生产中导致c
ssh
过小的情况发生时进行修正，同时还可以通过匹配电容吸收初次级之间释放出来的多余能量。
10.优选地，所述加强电容和匹配电容为分立可调电容，所述加强电容设置于pcb板顶层或底层，所述匹配电容设置于pcb板顶层或底层。
11.通过采用上述技术方案，加强电容和匹配电容可以根据实际生产时所对应的产品部件测试值进行设定调整，以更好地降低生产精度对消除误差产生的影响。
12.优选地，所述屏蔽绕组和所述次级绕组的匝数相同、走线宽度一致、绕线方向相反。
13.优选地，所述pcb板为多层印刷电路板，其包括绝缘层、副边层、屏蔽层和原边层；所述绝缘层为两层，分别位于pcb顶层和底层；所述屏蔽绕组设置于所述屏蔽层上，所述次级绕组设置于所述副边层上，所述初级绕组设置于所述原边层上。
14.通过采用上述技术方案，通过采用pcb平面变压器技术，增强了平面变压器的抑制共模干扰的能力。
15.优选地，所述pcb板还设有vcc层，所述vcc层位于所述屏蔽层和所述原边层之间，所述vcc层设有vcc绕组；所述vcc绕组与初级绕组的匝数相同、走线宽度一致、绕线方向相反。
16.通过采用上述技术方案，vcc层的设计是针对快充类产品设计的，以提供变压器保护用的电压源和信号。
17.优选地，所述pcb板还设有加强屏蔽层，所述加强屏蔽层位于所述屏蔽层和所述原边层之间，所述加强屏蔽层设有加强屏蔽绕组；所述加强屏蔽绕组与初级绕组的匝数相同、走线宽度一致、绕线方向相反。
18.通过采用上述技术方案，加强屏蔽层是针对适配电源设计的，通过设置加强屏蔽层绕组的使能量的回流路径最短，起到更好的屏蔽作用。
19.第二方面，本技术提供一种基于上述集成共模电感功能的pcb平面变压器的设计方法，一种基于集成共模电感功能的pcb平面变压器的设计方法，包括以下步骤：确定变压器型号，获取变压器结构参数；获取初级噪声电压源、次级噪声电压源、开口与初次级绕组之间杂散电容以及次级绕组与屏蔽层间单线表面间的分布电容；根据能量守恒原理，计算屏蔽绕组开口的角度，获得屏蔽绕组长度；选择屏蔽绕组长度，设置加强电容和匹配电容。
20.优选地，所述屏蔽绕组开口的角度计算，包括以下步骤：计算开口与初次级绕组间总表面电荷量；计算次级绕组与屏蔽层间总表面电荷量；
根据能量守恒原理，当开口与初次级绕组间总表面电荷量和次级绕组与屏蔽层间总表面电荷量相等时，共模噪声最小。
21.优选地，所述开口与初次级绕组间总表面电荷量为：v
p
*c
ps
=c
psw
*w*（v
p-vs）*x/2；所述开口与初次级绕组间总表面电荷量为：vs*c
ssh
=c
sshw
*w*vs*l/2；其中，v
p
为初级噪声电压源；vs为次级噪声电压源；c
ps
为端点2、4间的总杂散电容；c
psw
为开口与初次级绕组之间杂散电容；c
ssh
为次级对屏蔽地的总杂散电容；c
sshw
为次级绕组与屏蔽层间单线表面间的分布电容；w为骨架窗口宽度；x为屏蔽绕组开口的长度；l为屏蔽绕组的长度。
22.综上所述，本技术包括以下至少一种有益技术效果：1.通过优化屏蔽层设计和增加加强电容配平噪声，抑制高频能量，平衡传导发射与辐射发射，以达到减少甚至消除共模噪声，同时减少外围emi抑制器件的使用，降低生产成本，提高开关电源的效率；2.通过采用pcb平面变压器设计来增强平面变压器的抑制共模干扰的能力。
附图说明
23.图1是现有开关电源的部分电路图，显示了共模噪声的耦合路径；图2是基于图1的共模噪声模型图；图3是本技术pcb平面变压器的爆炸图；图4是本技术pcb平面变压器的pcb板结构示意图；图5是本技术pcb平面变压器的屏蔽层的结构示意图，显示了屏蔽绕组的结构；图6是本技术pcb平面变压器的副边层的结构示意图，显示了次级绕组的结构；图7是本技术pcb平面变压器的原边层的结构示意图，显示了初级绕组的结构；图8是本技术pcb平面变压器的加强屏蔽层或vcc层的结构示意图，显示了加强屏蔽绕组或vcc绕组的结构；图9是本技术pcb平面变压器的屏蔽绕组结构示意图；图10是本技术pcb平面变压器的共模噪声模型图；图11是本技术pcb平面变压器的加强电容的设计结构图；图12是本技术pcb平面变压器的匹配电容的设计结构图；图13是本技术pcb平面变压器的设计方法的设计步骤图；图14是本技术的c
ps
和c
ssh
随x线性变化图。
24.附图标记说明：100、磁芯；101、上磁芯；102、下磁芯；200、pcb板；201、绝缘层；202、副边层；203、屏蔽层；204、加强屏蔽层；205、vcc层；206、原边层；300、引脚。
具体实施方式
25.以下结合附图图1-图14对本技术作进一步详细说明。
26.在开关电源中，开关管负载为高频变压器初级线圈，是感性负载，在开关管导通瞬间，初级线圈产生很大的涌浪，并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压，在开关管断
开瞬间，由于初级线圈的漏磁通，致使一部分能量不能从初级线圈传输到次级线圈，储藏在电感中的这部分能量和电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰。在电压中断时，会产生与初级线圈接通一样的磁化冲击电流瞬变，这个噪声会传导到输入/输出端，形成传导骚扰。脉冲变压器初级线圈，开关管和滤波电容构成高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射，形成辐射骚扰，如果电容滤波容量不足或高频特性不好，电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰，同时变压器的初次级之间存在分布电容，使得初级回来中产生的骚扰向初级回路传递。
27.图1为现有的一种开关电源电路，其采用单层屏蔽技术，包括原边电路（初级侧）和副边电路（二次侧），利用一块屏蔽金属片（shielding）对各寄生电容进行屏蔽，图中显示了变压器使用屏蔽后的共模噪声传输途径。在电路中，由于有导线和通过导线的电流，就会产生磁场，磁场通过导线又会产生电流，只有吸收掉这些产生的额外的电流，才能减少emi和emc的干扰。在设计平面变压器时，都会遇到emi和mec的调试问题，大部分都是通过在外部增加共模电感和y电容来解决的，而本技术中从pcb板设计时就考虑到消除初次级之间的耦合电容问题、漏感问题以及漏磁问题。
28.在图1的电路中，v
p
为初级场效应管产生的噪声电压（以下简称为：初级噪声电压源），vs为次级整流二极管产生的噪声电压（以下简称为：次级噪声电压源），初级绕组np的热端为2号端，次级绕组ns的热端为3号端，c
ps
为端点2、4间的总杂散电容，c
psh
为初级对屏蔽地的总杂散电容，c
ssh
为次级对屏蔽地的总杂散电容，c
p0
为场效应晶体管和散热器heatsink之间的等效电容，i
cp
为初级噪声电压源v
p
产生的初级噪声电流，i
ssh
为次级噪声电压源vs产生的次级噪声电流，i
cm
为共模噪声电流。
29.c
psh
和c
p0
因位移电流穿越它们而对共模噪声抑制不起作用，图2为变换器共模噪声的简化模型，由图2可知，由于v
p
和vs的频率相同相位相反，因此i
cp
和i
ssh
能够相互抵消，从而可得以下公式：i
cm
=i
cp-i
ssh
，即共模噪声电流=初级噪声电流-次级噪声电流；根据上述公式可知，当i
cp
等于i
ssh
时，i
cm
将最小化。但是通常初级电压高于次级电压（本方案不对次级电压高于初级电压的案例进行论证），因此屏蔽金属片和散热器连接至初级地以减小c
ps
的值。当初次级间使用法拉第屏蔽时，由于有了屏蔽金属片的隔离，使得导线之间的间距增大，从而使得端点2、4间的杂散电容的容性阻抗增加，因此c
ssh
远大于c
ps
，从而使得i
ssh
的值通常大于i
cp
的值，由此可知共模噪声主要受控于i
ssh
，在这种情况下，想要抑制共模噪声则需要通过减小c
ssh
或增大c
ps
来实现。
30.本技术实施例公开一种集成共模电感功能的pcb平面变压器。参照图3和图4，pcb平面变压器应用于反激式开关电源中，平面变压器区别于传统变压器的结构，其磁芯采用扁平化结构，绕组采用多层印刷电路板迭绕而成。pcb平面变压器包括磁芯100、pcb板200以及噪声抑制电路，其中磁芯100包括可相互装配的上磁芯101和下磁芯102，本技术中上磁芯101为i型磁芯100，下磁芯102为e型磁芯100。pcb板200嵌装于上磁芯101和下磁芯102之间，pcb板200内由上至下即上磁芯101朝向下磁芯102依次设有绝缘层201、副边层202、屏蔽层203、加强屏蔽层204/vcc层205、原边层206、原边层206、加强屏蔽层204/vcc层205、屏蔽层203、副边层202、绝缘层201，下磁芯102的磁芯100柱穿过pcb板200形成闭合磁路。噪声抑制电路设置于pcb板200上，其包括初级绕组np、次级绕组ns以及屏蔽绕组，其中初级绕组np设
置原边层206上，次级绕组ns设置于副边层202上，屏蔽绕组设置于屏蔽层203上。pcb板200上还有多个导电引脚300，供变压器在开关电源电路中连接。
31.参照图4至图6，绝缘层201用于绝缘，为两层，分别设置于pcb板200顶层和底层，为保证变压器的耐压强度，绝缘层201不走线。由于初级绕组np和次级绕组ns之间的电流不一样大，故在副边层202和原边层206之间设置了屏蔽层203，屏蔽层203用于平衡初级绕组np和次级绕组ns之间的电流，起到电磁屏蔽作用。屏蔽绕组的匝数和次级绕组ns的匝数相同，走线宽度一致，仅绕线方向相反。
32.参照图7和图8加强屏蔽层204/vcc层205位于原边层206和屏蔽层203之间，其中加强屏蔽层204为针对适配器电源设计，其用于吸收能够量、发射能量和抵消能量，从而起到减弱干扰的作用。vcc层205为针对快充类电源产品设计，适配器电源产品设计的结构相似，仅将加强屏蔽层204替换成vcc层205，vcc层205用于提供变压器保护用的电压源和信号，同时也能起到一定的噪声抑制作用。加强屏蔽层204上设有加强屏蔽绕组，加强屏蔽绕组的绕组数与原边层206的初级绕组np的绕组数相同，走线宽度一致，仅绕线方向相反，使能量的回流路径最短，起到更好的屏蔽作用。
33.虽然c
ps
为端点2、4间的总杂散电容，c
ssh
为次级对屏蔽地的总杂散电容，但是在实际开关运行期间变压器绕组在分布电容上产生分布电动势，因此电荷在初次级绕组ns表面有不同的分布。初级绕组np与次级绕组ns、次级对屏蔽地之间的分布电容可表示为绕组相邻部分的宽度、绕组之间截止的厚度、周长以及介电常数等参数的函数，这些参数与变压器初级绕组np匝数、次级绕组ns匝数以及绕组的制作工艺和材料等有关，因此在确定变压器结构和材料之后，分布电容的大小仅与屏蔽层203的设计有关。
34.参照图9，为降低c
ssh
的值，在屏蔽绕组设置开口，通过开口增加次级对屏蔽地的总杂散电容的容性阻抗，从而降低c
ssh
的值。假设v
p
和vs分别沿初级绕组np和次级绕组ns线性分布，屏蔽绕组表面为等势面，c
psw
为开口与初次级绕组ns间单线表面间的分布电容，c
sshw
为次级绕组ns与屏蔽绕组间单线表面间的分布电容，根据电荷量q=v*c公式可知：开口与初次级绕组ns间总表面电荷量为：v
p
* c
ps
=c
psw
*w*（v
p-vs）*x/2，因此，c
ps
=c
psw
*w*（v
p-vs）*x/2v
p
；次级绕组ns与屏蔽绕组间总表面电荷量为：vs*c
ssh
=c
sshw
*w*vs*l/2，因此，c
ssh
= c
sshw
*w*l/2；其中w为骨架窗口宽度，当变压器结构确实时，w为固定值；x为屏蔽绕组开口的长度；l为屏蔽绕组的长度。因为每匝绕组的电压一样，所以屏蔽绕组缺口的位置带来的影响可以忽略不计，根据上述公式可知，c
ps
和c
ssh
的值与屏蔽绕组开口的长度和屏蔽绕组长度有关。
35.变压器共模噪声产生的原因大部分是由于初级场效应晶体管开关和次级整流二极管产生的电磁干扰噪声，而这些噪声能够相互影响相互抵消，当达到平衡时，噪声最小，即当开口与初次级绕组ns间总表面电荷与次级绕组ns与屏蔽绕组间总表面电荷相等时，共模噪声最小，即：v
p
* c
ps
= vs*c
ssh
；
根据v
p
* c
ps
=c
psw
*w*（v
p-vs）*x/2，vs*c
ssh
=c
sshw
*w*vs*l/2，可得：c
psw
*（v
p-vs）*x=c
sshw
*vs*l；当变压器结构确实时，v
p
和vs的值是确定的，在公式计算时，预设c
psw
和c
sshw
的值，进而求解x和l。具体地，v
p
和vs均为噪声电压，噪声电压是有效值（均方值），可以通过仪器测试计算出来，如采用有效值电压表测量噪声电压或者采用平均值电压表进行噪声电压的测量；c
psw
和c
sshw
均为分布电容，分布电容又称寄生电容，其不但能改变了电容传感器的电容量，而且由于传感器本身电容量很小，寄生电容极不稳定，从而对传感器造成严重干扰，这些寄生电容的数值很小，在设计时，可以根据变压器的结构参数对其进行设定。在c
psw
*（v
p-vs）*x=c
sshw
*vs*l的公式计算中，由于v
p
和vs的值是确定的，c
psw
和c
sshw
的值也是确定，因此若要实现开口与初次级绕组ns间总表面电荷与次级绕组ns与屏蔽绕组间总表面电荷相等或者尽可能相等，则需要通过调整x和l来实现。
36.参照图9，本技术中屏蔽绕组的匝数、走线宽度均与次级绕组ns相同，则可知完整无开口情况下屏蔽绕组的长度与次级绕组ns的长度相同，因此若设次级绕组ns的长度为d，则x+l=d，即c
psw
*（v
p-vs）*x=c
sshw
*vs*（d-l）。根据变压器实际的结构，绕组形状有圆形的，也有方形的，本技术中以绕组形状为圆形进行展示，则x+l为以屏蔽绕组完整时其周长长度，即：d=x+l=π*r，其中，π为圆周率，r为屏蔽绕组的线圈直径，如果屏蔽绕组的线圈层数为多层线圈，则r为屏蔽绕组的直径总和，本技术中，屏蔽绕组为双层线圈进行计算演示。
37.根据弧长计算公式可知：x=x1+x2=π*r1*θ/360+π*r2*θ/360=π*（r1+r2）*θ/360；l=l1+l2=π*r1*（360-θ）/360+π*r2*（360-θ）/360=π*（r1+r2）*（360-θ）/360；其中，θ为屏蔽绕组开口的中心角，r1为第一层线圈直径，r2为第二层线圈直径。
38.因此，在公式c
psw
*（v
p-vs）*x=c
sshw
*vs*l的基础上进行换算可得：c
psw
*（v
p-vs）*θ=c
sshw
*vs*（360-θ），由此可知，开口与初次级绕组ns间总表面电荷与次级绕组ns与屏蔽绕组间总表面电荷均与屏蔽绕组开口的中心角θ有关，因此通过在确定变压器结构，获取v
p
、vs、c
psw 和c
sshw
之后，通过上述公式，计算出屏蔽绕组开口的中心角θ，以达到平衡传导发射，降低共模噪声的效果。
39.参照图10，在实际生产制造过程中，由于制造精度以及测量准确性的影响，无法保证同一批型号的变压器的v
p
、vs、c
psw 和c
sshw
保持一致，即实际生产过程中的实际值与设计时的理想值（被测值）存在偏差，而导致屏蔽层203的设计达不到理想效果，同时由于设计时所计算出来的屏蔽绕组开口的中心角θ存在较高的加工精度要求。因此为进一步提高抑制电磁干扰的效果，还需要在开关电路中做修正设计，根据公式i
cm
=i
cp-i
ssh
，抑制共模噪声可以通过增加c
ps
来实现。噪声抑制电路还包括设置于初级绕组np和次级绕组ns之间的加强电容c
t1
和设置于次级绕组ns与屏蔽绕组之间的匹配电容c
t2
。
40.c
ps
为端点2、4间的总杂散电容，增加c
ps
则需要在端点2、4之间设置加强电容c
t1
，加强电容c
t1
的电容量根据实际生产时所对应的产品部件测试值进行调整，以修正屏蔽层203设计时产品与实际生产时产品的误差而导致的c
ps
偏差。同时还可能存在屏蔽层203设计后
在实际生产中导致c
ssh
过小的情况发生，端点3和屏蔽地之间增加匹配电容c
t2
，以修正屏蔽层203设计时产品与实际生产时产品的误差而导致的c
ssh
偏差。通过设置加强电容c
t1
吸收共模噪声电流i
cm
，设置匹配电容c
t2
吸收初次级之间释放出来的多余能量（共模噪声），抑制初次级之间的耦合电容的影响，从而平衡辐射发射，减少外围emi抑制而加入的共模电感和y电容，降低生产成本，提高开关电源的生产效率。
41.参照图11和图12，加强电容c
t1
和匹配电容c
t2
均为分立可调电容，均设置于pcb板200的绝缘层201上，其中，pcb板200上至少有6个导电引脚，分别是导电引脚1号脚为mos-d，导电引脚2号脚为hdvc，导电引脚3号脚为v+，导电引脚4号脚为v-，导电引脚5号脚为aux，导电引脚6号脚为gnd；因此匹配电容c
t2
设置于导电引脚1号脚和导电引脚4号脚之间，用于吸收能量；加强电容c
t1
设置于导电引脚2号脚和导电引脚4号脚之间，用于抑制噪声。绝缘层201有两层，分别位于pcb板200顶层或者底层，因此匹配电容c
t2
和加强电容c
t1
可以分开独立设置于位于顶层和底层的绝缘层201上，也可以共同设置于位于顶层或者底层的绝缘层201上。
42.本技术实施例还公开一种集成共模电感功能的pcb平面变压器的设计方法。在电路中，由于有导线和通过导线的电流，就会产生磁场，磁场通过导线又会产生电流，只有吸收掉这些产生的额外的电流，才能减少emi和emc的干扰。在设计平面变压器时，都会遇到emi和mec的调试问题，大部分都是通过在外部增加共模电感和y电容来解决的，而本技术中从pcb板设计时就考虑到消除初次级之间的耦合电容问题、漏感问题以及漏磁问题。在屏蔽绕组设置开口，通过开口增加次级对屏蔽地的总杂散电容的容性阻抗，降低次级对屏蔽地的总杂散电容。参照图13，pcb平面变压器的设计方法包括以下步骤：s1、确定变压器型号，获取变压器结构参数。
43.具体地，变压器的结构参数包括磁芯100型号、初级绕组np的匝数、次级绕组ns的匝数、初级绕组np的走线宽度、次级绕组ns的走线宽度、初级绕组np与次级绕组ns相邻部分之间介质的周长及厚度、屏蔽绕组与次级绕组ns相邻部分之间介质的周长及厚度、屏蔽绕组的位置等。
44.根据设计产品的预先尺寸、功率要求等计算磁芯100所需要的有效截面积（ae）的值，根据ae值来确定进行pcb板200设计的变压器所采用的磁芯100型号。磁芯100型号包括磁芯100形状与磁芯100尺寸，根据磁芯100尺寸获知骨架窗口高度w。
45.s2、获取初级噪声电压源v
p
和次级噪声电压源vs，并设定开口与初次级绕组ns之间杂散电容c
psw
以及次级绕组ns与屏蔽绕组间单线表面间的分布电容c
sshw
。
46.具体地，开口与初次级绕组ns间的杂散电容c
psw
以及次级绕组ns与屏蔽绕组间单线表面间的分布电容c
sshw
的电容量大小均受绕组匝数、走线宽度（即单匝绕组的宽度）、绕组之间介质的厚度、周长以及介电常数等参数影响。v
p
和vs均为噪声电压，噪声电压是有效值（均方值），可以通过仪器测试计算出来，如采用有效值电压表测量噪声电压或者采用平均值电压表进行噪声电压的测量。参照图14，假定初级噪声电压源v
p
沿初级绕组np次np线性分布，级噪声电压源vs沿初级绕组np次ns线性分布，那么屏蔽绕组表面为等势面，通过获取到的变压器结构参数，从而对c
psw
和c
sshw
分别设定一个合理的值。
47.s3、根据能量守恒原理，计算屏蔽绕组开口的角度，获得屏蔽绕组长度。
48.具体地，端点2、4间的总杂散电容c
ps
等效为开口的总表面电荷，屏蔽地与次级绕组
ns等效电容c
psh
，根据共模噪声模型和c
ps
、c
psh
的定义可知，开口与初次级绕组ns间总表面电荷量为：v
p
*c
ps
=c
psw
*w*（v
p-vs）*x/2，因此，c
ps
=c
psw
*w*（v
p-vs）*x/（2*v
p
）;次级绕组ns与屏蔽绕组间总表面电荷量为：vs*c
ssh
=c
sshw
*w*vs*l/2，c
ssh
=c
sshw
*w*l/2。
49.其中，w为骨架窗口宽度；x为屏蔽绕组开口的长度；l为屏蔽绕组长度。根据上述公式，在v
p
、vs、c
psw
以及c
sshw
已知的情况下，c
psw
值的大小与屏蔽绕组开口长度x有关，c
ssh
值的大小与屏蔽绕组长度l有关。
50.根据能量守恒原理，当开口与初次级绕组ns间总表面电荷量与次级绕组ns与屏蔽绕组间总表面电荷量相等时，共模噪声最小，即：v
p
* c
ps
= vs*c
ssh
；因此，c
psw
*（v
p-vs）*x=c
sshw
*vs*l。
51.本技术中屏蔽绕组的绕组匝数、走线宽度均与次级绕组ns相同，则可知完整无开口情况下屏蔽绕组的长度与次级绕组ns的长度相同，因此若设次级绕组ns的长度为d，则x+l=d，即c
psw
*（v
p-vs）*x=c
sshw
*vs*（d-l）。同时，本技术中以绕组形状为圆形进行展示，则x+l为以屏蔽绕组线圈完整时其周长长度，即：d=x+l=π*r，其中，π为圆周率，r为屏蔽绕组的线圈直径，如果屏蔽绕组的线圈层数为多层线圈，则r为屏蔽绕组的直径总和，本技术中，屏蔽绕组为双层线圈进行计算演示。
52.根据弧长计算公式可知：x=x1+x2=π*r1*θ/360+π*r2*θ/360=π*（r1+r2）*θ/360；l=l1+l2=π*r1*（360-θ）/360+π*r2*（360-θ）/360=π*（r1+r2）*（360-θ）/360；其中，θ为屏蔽绕组开口的中心角，r1为第一层线圈直径，r2为第二层线圈直径。
53.因此，在公式c
psw
*（v
p-vs）*x=c
sshw
*vs*l的基础上进行换算可得：c
psw
*（v
p-vs）*θ=c
sshw
*vs*（360-θ），根据计算得出的屏蔽绕组开口的中心角θ的值，从而计算可得屏蔽绕组长度。
54.s4、选择屏蔽绕组长度，设置加强电容c
t1
和匹配电容c
t2
。
55.具体地，在实际生产制造过程中，由于制造精度以及测量准确性的影响，造成实际生产过程与设计时的理想值（被测值）存在偏差，而导致屏蔽层203的设计达不到理想效果，同时由于设计时所计算出来的屏蔽绕组开口的中心角θ存在较高的加工精度要求，因此在实际生产过程中，选择合适的屏蔽绕组长度，以降低加工难度和加工成本。同时为提高噪声抑制效果，根据公式i
cm
=i
cp-i
ssh
，当初次级间使用法拉第屏蔽时，c
ssh
远大于c
ps
，因此i
ssh
通常比i
cp
大，共模噪声受控于i
ssh
，故而抑制共模噪声可以通过增加c
ps
来实现。
56.c
ps
为端点2、4间的总杂散电容，增加c
ps
即需要在端点2、4之间增加加强电容c
t1
，加强电容c
t1
为可调电容，其电容量根据实际生产时所对应的产品部件测试值进行调整，以修正屏蔽层203设计时产品与实际生产时产品的误差而导致的c
ps
偏差。同时还可能存在屏蔽层203设计后在实际生产中导致c
ssh
过小的情况发生，端点3和屏蔽地之间增加匹配电容c
t2
，
匹配电容c
t2
也为可调电容，其电容量根据实际生产时所对应的产品部件测试值进行调整，以修正屏蔽层203设计时产品与实际生产时产品的误差而导致的c
ssh
偏差。通过设置加强电容c
t1
吸收噪声电流i
cm
，设置匹配电容c
t2
吸收多余释放出来的能量，抑制初次级之间的耦合电容的影响，从而平衡辐射发射，减少外围emi抑制而加入的共模电感和y电容，降低生产成本，提高开关电源的生产效率。
57.本技术的具体设计过程为：先确定需要进行pcb板200设计的变压器型号，依据所设计产品的预先尺寸、公开要求等计算磁芯100所需要的ae值，根据ae值来确定要进行pcb板200设计的变压器所采用的磁芯100信号。根据变压器的结构参数计算v
p
和vs并设定计算时所用的c
psw
和c
sshw
的值。接着依据能量守恒原理根据公式v
p
* c
ps
= vs* c
ssh
，计算出理想状态下屏蔽绕组长度，然后选择合适的屏蔽绕组长度，布局整个pcb单板，对pcb板200进行加工。当pcb板200加工完成后，在pcb的导电引脚1号脚和4号脚之间设置加强电容c
t1
，在pcb的导电引脚2号脚和4号脚之间设置匹配电容c
t2
，最后将pcb板200嵌装至磁芯100中，并对变压器进行检测，在检测过程中依次调整加强电容c
t1
和匹配电容c
t2
的电容量。
58.以上均为本技术的较佳实施例，并非依此限制本技术的保护范围，故：凡依本技术的结构、形状、原理所做的等效变化，均应涵盖于本技术的保护范围之内。