专利名称：半桥磁缓释边沿谐振软开关技术的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电源领域，具体是指一种在半桥电路中采用磁能延缓释放以实现脉冲边沿谐振过零的软开关技术。
半桥式开关电源的拓扑形式，由于其抗不平衡能力强，结构简单，调整容易等优点，在中、低功率容量的开关电源中普遍被采用。但在半桥式开关电源中软开关技术的运用，其进展远不如全桥软开关成熟。
近年来，各种论文、书刊、杂志对半桥式软开关电路的研究、讨论，比较倾向在谐振型或准谐振型领域寻求发展，虽然取得了一些成果，但目前对谐振型或准谐振型的电路拓扑，其零电压或零电流状态的实现，所需的控制电路还比较复杂，调整不易，一致性、均匀性还较差，实现规模化批量生产的难度较大，此外在谐振型或准谐振型中，开关器件的输出潜力不能充分发挥，器件利用率低，目前还只在小体积、小功率场合使用，在稍大功率以及中等功率情况下，使用还不普遍。
从商品生产角度考虑，脉冲调宽方式加边沿谐振软开关技术是目前效果既显著，调整又容易，又便于实施规模化生产的实用化软开关技术，在全桥电路中已卓有成效，但在半桥式电路中，此项技术难以实现，迄今仍未能突破。
本发明利用“磁能延缓释放”技术，目的是使之能在半桥电路中将脉冲调宽(PWM)技术与边沿谐振技术结合起来，从而创立半桥式电路的一项新的拓扑形式，以便于规模化实施半桥电路式软开关技术。
半桥的基本电路如图一(a)所示，这是一个典型的常用电路，多数开关电源教材都有说明，这里不作解释，但为了在这个电路中实现磁缓释边沿谐振软开关的目的，需要先对这个电路的开通和关断过程作一分析，才便于对上述软开关技术能有深入的了解。以下按时序分析主变压器工作时的电压、电流波形。
1、0～t1时段参看图一(b)及图二此区间Q1在导通状态，主变压器端压UMN＝Uin/2，UC1＝0，UC2＝Uin，变压器中之电流为I0。
2、t1～t2时段t1时刻Q1管关断，由于主变压器漏感之存在，电流I0维持不变，此电流从t1时刻开始对C1充电，见图一(c)，若C1之值愈大，则UC1上升愈缓慢，Q1的关断损耗愈小，反之，关断损耗将增加。到t2时刻，Uc1被充电至Uin/2值，变压器端压UMN则下降至零伏。在此时段中C2中之电荷将通过R2放电，放电速率由R2、C2时间常数决定。
3、t2～t3时段从t2时刻起，主变压器将反极性，其电压方向由UMN转变为UNM，见图一(d)，从而进入升压续流状态，并继续对C1充电。此时漏感的储能开始泄放，I0的数值也开始下降，如图二中的i0(t)。此时漏感中的储能中的一部分将转变为C1中的电能，到t3时刻UNM上升到Uin/2，UC1则上升到Uin，UC2则下降到零伏，如图一(d)及图二所示。
4、t3～t4时段到t3时刻，UNM已上升到Uin/2，但漏感中的储能尚未耗尽，故此时漏感剩余能量将通过Q2管的内置二极管向电源反馈能量，同时还要向负载侧输出能量，如图一(e)所示(此等效电源以C02为代表，设C02容量相对甚大，故可认为UC02相对为恒定电压Uin/2不变)。由于UC02具有最高电压值，故此时漏感中的储能将在高电压下泄放，很快就耗尽，即在t4时刻，漏感的储能已不能再维持Uin/2的高续流电压，而开始迅速下降，同时i0(t)也将迅速下降如图二所示。
5、t4～t5时段从t4时刻起，UNM急剧下降，漏感所残余的磁能将与回路中之分布电容以及器件的极间电容等构成一个短时间的自由振荡时区，并很快在t5时刻衰减至零。
6、t5～t6时段此时段内，由于UMN＝UNM＝0，故UC1及UC2很快都将进入到Uin/2之静止电压状态，如图一(f)所示。直到t6时刻半桥中之另一管开通时为止。
7、t6～t7时段t6时刻开通Q2管，由于Q2管开通时，UC1＝UC2＝Uin/2，因电容电压不能突变，故Q2管在开通时将有一个大的浪涌电流对C1充电，如图一(g)所示，至t7时刻，C1由Uin/2充满至Uin值，Q2管的Uce才由Uin/2下降到零伏，显然Q2的开通是有损耗的，此外在C1的电压由Uin/2开始上升时，UNM也由零伏开始上升，在t7时刻UC1上升至Uin时，UNM也就上升至Uin/2最大值上。
在此时段中，C2中的电荷将通过Q2和R2放电，最终UC2将趋于零伏(这将为以后关断Q2时创造一个电压缓升的条件)。
8、进入下半周后工作过程与上半周的情况相同。
由以上的分析可以看出半桥电路的开关损耗的大小，主要决定于主控器件上并联电容C的大小(C1＝C2)。
从关断损耗来看，并联电容应尽可能选大，则关断损耗可减小。
然而C加大之后，C中之储能CU2/2增大，而这一项储能最终将消耗在电阻R1及R2上，故加大C值最终开关损耗不一定能够减小，此外C值加大，在上述t6～t7时段中所描述的主控管开通时的浪涌电流也增大，开通损耗也要增加。综上所述，半桥电路的开通、关断都有一定的损耗，而软开关的目的，就是将这一损耗尽可能的减小，直至趋近于零，但目前半桥电路的软开关技术的研究，离实用化要求还有一定的差距，迫切需要有所突破。
本专利发明独创了一种“磁缓释”技术，使半桥开关电路在保持原脉冲调宽方式的调节方便、容易的优点之外，同时又能方便的施加零电压边缘谐振技术，达到理想的软开关模式，这种新的半桥式软开关的拓扑如图三所示，与图一相比，取消了二极管D1、D2以及两只功率电阻R1、R2，增加了两只低压MOS管M1及M2，此两管对接，并用同一信号触发。M1和M2实质是组成为一个双向功率电子开关，在上半周，M1、M2的触发脉冲起始点为t2，终止点在tA，tA点超前于t6点一个固定时间Δt(Δt一般可安排为几十纳秒到1微秒内，这要视电源工作频率的高低而定)，在下半周，M1M2的触发脉冲起始点为t2′，终止点在tB，同样tB点超前于t6′一个Δt时间。t2，tA， t2′，tB各点位置见图二。
所述半桥式磁缓释边沿谐振软开关技术，由主控器件Q1及Q2以及主变压器T构成的半桥高频开关电源的主电路，其在分压电容C01与C02连接节点M与由主控器件Q1、Q2的连接节点N之间接有一主变压器T，还接有两只对接的低压辅助开关管M1及M2，整个电路由外接的逻辑控制电路实施控制以完成电源变换，本发明的特征是在Q1及Q2的截止区给主变压器(含漏感)设置一个零电压续流时段，强迫主变压器进入磁通保持状态，具体而言零电压续流时段从端点M与端点N等电位时开始，在Q1及Q2开通前Δt时间处停止，Δt在几十纳秒到1微秒数量级间。在所述主变压器T上设置了两只对接的低压功率开关器件M1及M2，该器件在上述的时段内导通，以保证主变压器(含漏感)能进入磁通保持状态。其主控器件Q1及Q2的集电极与发射极之间(或漏极与源极之间)，分别并有电容C1及C2(C1＝C2)，其特征是C1与C2的电容量较该主电路的通常用法为大，具体而言，其容量一般增大5-10倍。
综合以上叙述，可得出以下结论1、“半桥式磁缓释边沿谐振软开关”主控器件关断损耗的减小，是依靠增大并联电容C1及C2之值，可比常规增大5至10倍以上，则基本上很接近零电压关断。
2、开通损耗的减小是由于本专利发明创造性的设置了一个零电压续流时段，将漏感中的磁能存储一段时间，在主控管需要导通前的某一瞬间再行释放。从而给开通管创造了一个零电压，零电流的开通条件，使开通损耗趋于零值。
如果由于C1、C2的值增加过多，以致漏感释放的能量不足以使开通管获得理想的零电压条件，也可在主变压器之外额外增加一个小的磁饱和电感以弥补续流能量的不足。
3、上述两条说明本方案既能完全保留脉宽调节简单方便的优点，又能比较理想的实现了沿的过零切换，从而首先在半桥电路中将脉宽调节、技术与边沿谐振技术巧妙的结合起来，使半桥软开关走向实用化取得了重要的进展。
本专利技术经过发明人严格的科学实验，在2.5KW电力操作电源的实验样机上取得了95％的高效率，主控器件的dv/dt值下降至每微秒500伏以下，di/dt值下降到每微秒20A以下，使该电源模块的稳定性、可靠性同时得到大幅度提高。
为现实半桥磁缓释边沿谐振软开关所需要的逻辑控制电路，可以有多种多样的方法，凡熟悉逻辑电路的本专业技术人员都能方便的设计出一套符合本专利技术所需要的组合逻辑，但这仅仅是在本发明专利创造性构思指引下完成的一项具体工作，不能独立的视为是一项创造性的专利技术而存在。本说明书对逻辑控制电路未加叙述，只是因为它十分简单普通，无须在专利文献上进行阐述。
本说明书
如下图一(a)是半桥高频开关电源主电路电原理一(b)是半桥下管Q1导通时的工作回路图一(c)是半桥下管Q1关断时，C1电容被充电之工作回路图一(d)是半桥下管Q1关断后，主变压器漏感进入升压续流时的工作回路图一(e)是C1充电达到最高值Uin后，漏感之储能向等效电源UC02反馈能量之工作回路图一(f)是Q1关断过程结束，半桥电路进入静止工作状态的电路一(g)是半桥上管Q2导通瞬间的工作回路图二是半桥主电路在各个不同的工作时段主变压器端点电压UMN(t)及通过主变压器之电流i0(t)之波形示意三是本专利特有的“半桥磁缓释边沿谐振”软开关时的主电路四是半桥磁缓释边沿谐振软开关时主变压器端点电压UMN(t)及通过主变压器之电流i0(t)之波形示意图。
图三所示为新的半桥电路，其开关过程及开通、关断损耗的分析可结合图四加以说明
1、0～t1时段参看图三及图四此时Q1在导通状态，M1、M2在阻断状态，主变压器端压UMN＝Uin/2，UC1＝0，UC2＝Uin，变压器原边电流为I0。
2、t1～t2时段t1时刻Q1关断，因漏感之存在，I0维持不变，并对C1充电，随着UC1由零伏上升，UMN将由Uin/2下降，在t2时刻，UC1上升至Uin/2，UNM下降至零伏，与此同时，C2中的电荷向电源C02放电，在t2时刻UC2已由最大值Uin下降到Uin/2。
Q1之关断损耗决定于C1的大小，C1的值越大，UC1上升愈缓慢，Q1的关断损耗即可减小，现将C1的值比图一(a)中所用的值增加5～10倍，则主控管的关断损耗将降至非常小的数值内，可以近似视之为零电压关断。
3、t2～tA时段在t2时刻，M端点与N端点等电位，此时导通M1及M2管，属于零电压开通，M1、M2的导通强迫主变压器进入磁通保持的零电压续流状态，I0在主变压器及M1、M2管形成的短路回路中近似于无衰减流通(设变压器次边有较大的滤波电感，故次边的电流亦可视为在恒流状态，故在此时段中，变压器原边、次边的电流均为恒定值，其di/dt均为零，因而变压器初次级在此时段中无磁的耦合)，此短路电流一直保持到tA时刻，I0之值可视为无变化。
4、tA～t6时段在tA时刻M1及M2关断，主变压器MN两端点不再被箝位于零电压，而是进入升压续流时期，续流电流不再是一个常量，此时续流电流i0(t)将由两部分连续，其一是C1的充电电流iC1，其二是C2的放电电流iC2，即i0(t)＝iC1(t)+iC2(t)，这一状态维持到图四中的a点，此时，UC1已上升到Uin，UC2已下降到零伏，之后，漏感剩余能量将通过Q2之内置二极管，向等效电源UC02充电，同时还要向负载侧输出能量，由于UC02具有最高电压Uin/2值，故此时漏感中的储能是在最高电压下泄放，很快就被耗尽，在到达图四中之b点时，漏感之续流电压已不能维持在Uin/2之高电压值上，开始迅速下降，与此同时i0(t)也将急速下降。
一个极其重要的结论是，如果我们安排Q2管在ab之间这段时间内导通，则因此时UC2＝0，故Q2管一定是零电压开通，同时还因为Q2中之内置二极管还有i0(t)在流通，故Q2管也一定是零电流开通，这正是本项专利技术的重点成果。Q2管开通时间t6已在图四中标明，在t6时刻之后，即进入下半周期。
5、进入下半周之后的工作过程与上半周工作过程相同本电路中M1、M2管触发脉冲的起始值在t2(以及t2′)时刻，它可在主变压器两端点M、N的电位相等时采样取得。M1、M2管触发脉冲的终止点可安排在主控管Q1、Q2触发前Δt处。主控管Q1及Q2之触发脉冲宽度决定于主回路的脉宽调节，由于M1M2触发的终止点恒在Q1及Q2触发前Δt时间上，故M1、M2的触发宽度也随主回路的脉宽调节而变。
权利要求
1.一种半桥式磁缓释边沿谐振软开关技术，由主控器件Q1及Q2以及主变压器T构成的半桥高频开关电源的主电路，其在分压电容C01与C02连接节点M与由主控器件Q1、Q2的连接节点N之间接有一主变压器T，还接有两只对接的低压辅助开关管M1及M2，整个电路由外接的逻辑控制电路实施控制以完成电源变换，本发明的特征是在Q1及Q2的截止区给主变压器(含漏感)设置一个零电压续流时段，强迫主变压器进入磁通保持状态，具体而言零电压续流时段从端点M与端点N等电位时开始，在Q1及Q2开通前ΔtΔ时间处停止，Δt在几十纳秒到1微秒数量级间。
2.如权利要求1磁缓释边沿谐振软开关技术，其特征是在所述主变压器T上设置了两只对接的低压功率开关器件M1及M2，该器件在上述的时段内导通，以保证主变压器(含漏感)能进入磁通保持状态。
3.如权利要求1所述磁缓释边沿谐振软开关技术，其主控器件Q1及Q2的集电极与发射极之间(或漏极与源极之间)，分别并有电容C1及C2(C1＝C2)，其特征是C1与C2的电容量较该主电路的通常用法为大，具体而言，其容量一般增大5-10倍。
全文摘要
半桥磁缓释边沿谐振软开关技术,在半桥主控管Q1Q2之截止区,使主变压器(含漏感)获得一个零电压续流时段,强迫主变压器(含漏感)进入磁通保持状态。这主要是依靠主变压器端点M及N之间接入两只对接的低压功率开关管器件完成,在Q1或Q2导通前解除磁通保持状态,从而获得零电压的开通条件。本发明使半桥电路方便的进入边沿谐振零电压脉宽调制工作状态,不仅提高了开关电源的效率,而且有效的抑制了浪涌电压电流,大大提高了电路的稳定性和可靠性。
文档编号H02M7/537GK1360393SQ0012813
公开日2002年7月24日 申请日期2000年12月22日 优先权日2000年12月22日
发明者张承志 申请人:张承志