一种具有双谐振频率的llc谐振电源变换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，在传统的两个桥臂四个NMOS管M3、M4、M5及M6构成的LLC谐振电源变换器的谐振网络基础上，增设了包括NMOS管M1、M2构成一个桥臂，与电感La构成的有源网络并依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载R依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管M1～M6的正常工作。本发明具有两种工作模式，大大提高了LLC谐振变换器的轻载效率，还具有窄的开关频率范围以及在全负载范围内对称工作的优点。
【专利说明】
-种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器
技术领域
[0001] 本发明设及DC/DC电源变换器，尤其设及一种具有双谐振频率的化C谐振电源变换 器。
【背景技术】
[0002] 目前，对于应用在商用直流电源和工业电源单元的现代开关电源而言，都有高效 率、高功率密度、小体积W及高可靠性的要求。电源通常由两级结构组成，第一级是升压功 率因数校正级，第二级是高频链DC/DC转换级。全桥结构由于其低电压应力和较小的变压器 尺寸，得W广泛使用在第二级电路中。
[0003] 由于传统全桥结构的开关器件在开关过程中损耗和振荡都比较大，现在逐渐被零 电压开关(ZVS)全桥结构所取代，其中移相全桥(PSFB)结构就实现了开关管的零电压导通。 然而，诸如续流阶段的高环路电流损耗、副边占空比丢失、变压器磁通密度偏差W及负载电 流减小时滞后臂难于实现ZVS等等运些缺点，极大地限制了PSFB拓扑在高频领域的应用。
[0004] LLC串联谐振DC/DC变换器实现了在宽负载范围内原边的ZVSW及副边的零电流开 关(ZCS)，化C串联谐振变换器的软开关过程使其应用在许多场合，特别是在高输出电压和 低输出电流的场合。通常，LLC串联谐振变换器通过调整开关频率来调节输出电压，运是因 为若其工作在感性区，降低其开关频率就会增大电压转换率。对于化C串联谐振变换器而 言，很难通过频率调制(FM)设计得到宽输入/输出范围的变换器。
[0005] 目前，针对化C串联谐振变换器，考虑降低开关频率来得到高轻载效率的方案比较 多。例如通过增加辅助电路或采用不同的控制方案。然而，运些方案使用了复杂的辅助绕组 或非对称的脉宽调制(APWM)技术，具有功率损耗大或磁通密度偏差等缺点。
【发明内容】
[0006] 本发明目的是针对现有技术存在的缺陷提供一种具有双谐振频率的化C谐振电源 变换器，
[0007] 本发明为实现上述目的，采用如下技术方案:一种具有双谐振频率的化C谐振电源 变换器，LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四个醒0S管M3、M4、Ms及Ms，电感Lr和Lm W及电 容化，NM0S管M3和M4构成一个桥臂，NM0S管Ms和Ms构成另一个桥臂，NM0S管M3的源极连接NM0S 管M4的漏极和电感Lr的一端，NM0S管Ms的源极连接NM0S管Ms的漏极和电感Lm的一端，电感Lm 的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NM0S管M3和Ms的漏极均连接输入电压ViN正 端，NM0S管M4和Ms的源极均连接输入电压ViN负端并连接输入地，NM0S管M3、M4、Ms及Ms的源、漏 极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；
[000引其特征在于:增设包括NM0S管Mi、M2和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括 四个NM0S管M3、M4、Ms及Ms的化C谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振 网络，其中增设的醒0S管化和M2构成第Ξ个桥臂，NM0S管化的源极连接NM0S管M2的漏极和电 感La的一端，电感La的另一端连接NM0S管M3源极与NM0S管M4漏极和电感Lm的连接端，NM0S管 化的漏极连接输入电压ViN正端，醒OS管M2的源极连接输入电压ViN负端并连接输入地，NMOS 管化和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容；
[0009] 附加有源谐振的谐振网络的输出依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全桥整流通过负载依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅 驱动电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中Ξ个桥臂共六个M0S管 化~Ms的正常工作；
[0010] 隔离变压器原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；
[00川 Class D全桥整流包括二极管07、08、09、01日和滤波电容〔:，二极管07的阳极连接二 极管化的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管化的阳极连接二极管化0的阴极和隔离变 压器副边的异名端，二极管化的阴极连接二极管化的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管Ds的阳极连接二极管化0的阳极和滤波电 容Cf的负端并连接输出地；
[0012] 输出采样电路包括电阻Ri、R2和Rs，电阻Ri、R2构成输出电压采样电路，电阻Ri的一 端连接Class D全桥整流的输出端，电阻化的另一端连接电阻化的一端并作为输出电压采样 电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连 接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地；
[0013] 误差放大电路包括两个运算放大器，其中一个运算放大器的负端连接输出电压采 样电路的输出端，另一个运算放大器的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放 大器的正端均连接输出地；
[0014] STM32F407微控制器包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模 式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电 流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈 信号Vfb与参考电压Vref进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号Vfb 与参考电压Vre记差Ve经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调制 器由STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对频 率可调的互补脉冲输出信号G/G，并将其输出给模式选择电路;A/D转换后得到的数字电流 反馈信号Ifb与参考电流Iref经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出Gi 和G2，&和G4 W及Gs和GsS对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号εν/画?的电平，进而决 定Gi和G2，G3和G4两对输出信号的工作状态；
[0015] 高频栅驱动电路包括Ξ个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电路 输出的Gi和G2，G3和GaW及Gs和对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱动 忍片W及并联在隔离栅驱动忍片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路，每组外部 负关断电压产生电路均包括电容Cb、二极管化、电阻Rg和Rgd，其中一组外部负关断电压产 生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动忍片的一个输出端，电容化的另一端连接二极管 化的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振 的谐振网络Ξ个桥臂中其中一个桥臂中的上开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn 的阳极和隔离栅驱动忍片的另一个输出端，该端输出的信号控制上述桥臂中的上开关管源 极;另一组外部负关断电压产生电路中的电容化的一端连接隔离栅驱动忍片的第Ξ个输出 端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一 端输出的信号控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管栅极，电阻Rgd的另一 端连接二极管化的阳极和隔离栅驱动忍片的第四个输出端，该端输出的信号作为控制附加 有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管源极；
[0016]高频栅驱动电路根据模式选择电路输出的Gi和G2，G3和G4 W及Gs和GsS对信号的工 作状态决定附加有源网络的谐振网络的工作模式究竟是A还是B，模式A和B分别对应了两种 不同的谐振频率，不同的谐振频率下，附加有源网络的谐振网络中Ξ个桥臂共六个M0S管Ml ~Ms的工作状态不同：
[0017] 如果EN= 1，G3和G拟及Gs和G6为脉冲信号，Gi和G2为0，附加有源网络的谐振网络工 作在模式A;反之，如果EN=0，Gi和G2 W及Gs和G6为脉冲信号，G3和G4为0，附加有源网络的谐 振网络工作在模式B;在轻载情况下，附加有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到 模式B;
[001引模式A:附加有源网络的谐振网络包括M0S管M3、M4、Ms及Ms，电感Lr和Lm W及电容 化，在此模式下，谐振电感为Lr;
[0019] 模式B:附加有源网络的谐振网络包括M0S管Mi、M2、Ms及Ms,电感La、Lr和LmW及电 容化，在此模式下，谐振电感为(La+Lr)。
[0020] 上述附加有源谐振的谐振网络中的六个M0S管化~M6均采用碳化娃功率M0S管作为 开关管，双谐振频率的化打皆振电源变换器工作在感性区。
[0021] 本发明的优点及显著效果：
[0022] 1)双谐振频率化C谐振电源变换器具有两个谐振频率，与之对应的，双谐振频率 L1X谐振电源变换器具有两种工作模式，根据输出功率的范围来确定变换器工作的模式。
[0023] 2)通过调节工作模式，在不影响重载效率的情况下，大大提高化C谐振变换器的轻 载效率。
[0024] 3)双谐振频率化C谐振电源变换器采用碳化娃功率M0S管，并在感性区实现了 ZVS， 两种工作模式使得开关频率范围较窄，整个输出范围内对称工作。
[0025] 4)电路简单，无需专用集成电路的复杂控制，成本低，可靠性好。
【附图说明】
[00%]图1是本发明整体原理图；
[0027] 图2是本发明谐振网络原理图；
[0028] 图3是本发明谐振网络工作波形图；
[0029] 图4是本发明谐振网络工作模态图；
[0030] 图5是重载下开关管的关键波形图；
[0031] 图6是轻载下开关管的关键波形图；
[0032] 图7是实际效率与模式选择图；
[0033] 图8是轻载时的效率比较图。
【具体实施方式】
[0034] 下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
[0035] 如图l所示，传统的LL打皆振电源变换器的谐振网络设有四个NM0S管M3、M4、^fe及M6， 电感Lr和LmW及电容化，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，醒OS管Ms和Ms构成另一个桥臂，醒OS 管M3的源极连接NM0S管M4的漏极和电感Lr的一端，醒OS管Ms的源极连接NM0S管Ms的漏极和 电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端，NM0S管M3和Ms的漏极均 连接输入电压ViN正端，醒0S管M4和Ms的源极均连接输入电压ViN负端并连接输入地，醒0S管 M3、M4、Ms及Ms的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容。
[0036] 本发明在上述电路的基础上，增设包括NM0S管Mi、M2和电感La构成的有源网络，该 有源网络与包括传统的四个NM0S管M3、M4、Ms及Ms的化C谐振电源变换器的谐振网络共同构 成附加有源谐振的谐振网络1，其中增设的NM0S管Ml和M2构成第Ξ个桥臂，醒0S管化的源极 连接NM0S管M2的漏极和电感La的一端，电感La的另一端连接醒0S管M3源极与NM0S管M4漏极 和电感Lm的连接端，NM0S管Ml的漏极连接输入电压ViN正端，醒0S管M2的源极连接输入电压 ViN负端并连接输入地，NM0S管化和M2的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容。
[0037] 附加有源谐振的谐振网络1的输出依次串接隔离变压器2和Class D全桥整流3， Class D全桥整流3通过负载R依次连接输出采样电路4、误差放大电路5、STM32F407微控制 器6和高频栅驱动电路7,高频栅驱动电路7的输出驱动附加有源网络的谐振网络1中Ξ个桥 臂共六个M0S管化~Ms的正常工作。
[0038] 隔离变压器2原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接；
[0039] Class D全桥整流3包括二极管化、〇8、化、Di日和滤波电容Cf，二极管化的阳极连接二 极管化的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管化的阳极连接二极管化0的阴极和隔离变 压器副边的异名端，二极管化的阴极连接二极管化的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管Ds的阳极连接二极管化0的阳极和滤波电 容Cf的负端并连接输出地。
[0040] 输出采样电路4包括电阻化、R2和Rs，电阻化、R2构成输出电压采样电路，电阻Ri的一 端连接Class D全桥整流的输出端，电阻化的另一端连接电阻化的一端并作为输出电压采样 电路的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连 接负载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地。
[0041] 误差放大电路5包括两个运算放大器，运算放大器I的负端连接输出电压采样电路 的输出端，运算放大器II的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器的正端 均连接输出地。
[0042] STM32F407微控制器6包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和 模式选择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出 电流的放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反 馈信号Vfb与参考电压Vref进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号 Vfb与参考电压Vref之差Ve经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调 制器由STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对 频率可调的互补脉冲输出信号<3/這，并将其输出给模式选择电路;A/D转换后得到的数字电 流反馈信号Ifb与参考电流Iref经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出 Gi和G2，G3和G4W及Gs和GsS对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号EN/雨的电平，进而 决定Gi和G2，G3和G4两对输出信号的工作状态。
[0043] 高频栅驱动电路7包括Ξ个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电 路输出的Gl和G2，G3和G4W及Gs和G6^对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱 动忍片W及并联在隔离栅驱动忍片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路。两组外 部负关断电压产生电路均包括电容Cb、二极管Dn、电阻Rg和RgcLW图中画出的驱动MOS管Ml、 M2的桥臂为例，一组外部负关断电压产生电路中的电容Cbi的一端连接隔离栅驱动忍片的一 个输出端，电容Cbi的另一端连接二极管Dm的阴极、电阻Rgi的一端和电阻Rgdi的一端，电阻 Rg的另一端输出的信号gMl控制上开关管化栅极，电阻Rgdl的另一端连接二极管化1的阳极和 隔离栅驱动忍片的另一个输出端，该端输出的信号Smi控制上开关管Ml源极；另一组外部负 关断电压产生电路中的电容Cb2的一端连接隔离栅驱动忍片的第Ξ个输出端，电容Cb2的另 一端连接二极管化2的阴极、电阻Rg2的一端和电阻Rgd2的一端，电阻Rg2的另一端输出的信号 gM2控制下开关管M2栅极，电阻Rg2的另一端连接二极管化2的阳极和隔离栅驱动忍片的第四 个输出端，该端输出的信号Sm2控制下开关管M2源极。驱动MOS管M3、M4桥臂和驱动MOS管Ms、M6 桥臂的电路与驱动MOS管化、Μ漸臂的电路相同巧示出）。
[0044] 高频栅驱动电路7根据模式选择电路输出的Gi和G2，G3和G4W及Gs和GsS对信号的 工作状态决定附加有源网络的谐振网络1的工作模式究竟是A还是B，模式A和B分别对应了 两种不同的谐振频率，不同的谐振频率下，附加有源网络的谐振网络中Ξ个桥臂共六个M0S 管化~Ms的工作状态不同：
[0045] 如果EN= 1，G3和G4W及Gs和G6为脉冲信号，Gi和G2为0，附加有源网络的谐振网络工 作在模式A;反之，如果EN=0，Gi和G2W及Gs和G6为脉冲信号，附加有源网络的谐振网络工作 在模式B;在轻载情况下，附加有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到模式B。
[0046] 模式A:附加有源网络的谐振网络包括M0S管M3、M4、Ms及Ms，电感Lr和Lm W及电容 化，在此模式下，谐振电感为Lr。
[0047] 模式B:附加有源网络的谐振网络包括M0S管Ml、M2、Ms及Ms，电感La、Lr和Lm W及电 容化，在此模式下，谐振电感为(La+Lr)。
[004引上述附加有源谐振的谐振网络中的六个M0S管化~Ms均采用碳化娃功率M0S管作为 开关管，双谐振频率的化打皆振电源变换器工作在感性区。
[0049] 如图2所示，所述带附件有源网络的谐振网络1与传统的L1X谐振网络相比，增加了 由一对小功率开关管Ml~M2和辅助电感La组成的有源网络。谐振网络1中的每个开关管受 50%占空比的方波控制，每个桥臂上下两管之间插入一段死区时间防止发生直通现象。Di ~化和Cl~C6分别为化~Ms的体二极管和寄生电容。
[0050] 如图3所示，为开关频率小于谐振频率下，双谐振频率化C谐振电源变换器的关键 波形图。Vgs为高电平表示NM0S导通，M3~Ms工作在模式A，Mi~M2和Ms~Ms工作在模式BdVpr功 隔离变压器2的原边电压，Vds術)为Ms的漏源电压。iD術)和iD他)分别为M6和M5的导通电流，iM 为电感山上的电流。1?[?1为谐振电感上的电流。￥,6。1;(08,09)、￥,6。1;(07,01日)为〔1日380全桥整流的 二极管化，09和化，Dio上的电压。
[0051 ]如图4所示，图中器件标号上的删除线表示在此工作阶段该器件不工作。W模式A 为例，双谐振频率化打皆振变化器具体工作模态如下：
[(K)对 1) [to~ti]阶段:to时刻，M3和Ms因体二极管反向偏置而导通，输入电压Vin全部加 在谐振网络，谐振电流ir(t)和励磁电感电流iM均正向增力日。谐振电流ir(t似频率为fs的正 弦波的形式增加。由于化和化0正向偏置，Lm上的电压为副边输出电压反射到原边的电压 nVo。运一阶段持续到励磁电流增加到与谐振电路相等。
[0053] 2)[ti~t2]阶段:ti时刻，励磁电流增加到与谐振电路相等，因此变压器原边绕组 的电流下降为0,因此，化和化0为ZCS关断。在此阶段，没有能量传递到副边。运一阶段持续到 t2,此时对角开关管关断。
[0054] 3)[t2~t3]阶段:t2时刻，关断M3和MsdVds術麻Vds術)由于寄生电容C3~C6的作用逐 渐从0开始上升，与此同时VdS(M4)和VdS(M5腐渐从Vin下降到0。由于谐振网络的电流变化滞后 于电压的变化，所m皆振电流ir(t)开始对C3~C6充电。
[005引 4)[t3~t4]阶段：VdS(M3)和VdS(M6庙t3时刻增加到Vin，并在此阶段保持Vin不变。 VdS他)和VdS(M日)在t3时刻下降到0。因而，〇4和化正向偏置。谐振网络上的电压为(-Vin)，励磁电 流和谐振电流开始下降，iD他)和iD(M日)为负。运一阶段维持到t4,此时VgS鹏)和VgS邮)被触发， i〇(M4)和iD(M日)达到最大值。
[0056] 5)[t4~t日]阶段:t4时刻，开关管正向偏置，iD(M4)和iD邮況始下降。当反向电流达 到加寸，原边电流开始正向流过开关管。t5时刻与to时刻类似。
[0057] 开关管的损耗分为Ξ部分:栅驱动损耗Pdrive、导通损耗Pcend和开关损耗Psw。在特定 的负载条件下，Pcend在整个开关频率范围内基本保持不变。因此Pcend几乎不影响任何开关模 式下的效率。Pdrive和Psw受频率影响，而Pdrive远远低于Psw，因而Pdrive可W忽略不计。
[0化引本发明工作过程如下：
[0059] 在化C谐振全桥变换器中，由于开关管是ZVS导通，因而Psw仅仅是关断时刻的关断 损耗，而且，Psw随着开关频率fs的增加而增加。根据频率调制原则，LLC谐振变换器在轻载 时，其开关频率fs是增加的，所W轻载时Psw也是增加的，轻载效率降低。为了减小轻载时的 Psw，设计了根据负载电流大小而切换化C谐振网络的工作模式的方案:在轻载情况下，附加 有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到模式B。
[0060] 本发明中，采用STM32F407微控制器实现该控制。输出电压和输出电流被采样，放 大并转换为数字反馈信号Vfb和Ifb。内部的PI功能单元计算Vfb与参考电压Vref的差Ve，将此 值作为频率调制器的输入信号，频率调制器产生两个互补的脉冲信号。除此之外，迟滞比较 器功能单元也用来实现模式控制，内部的参考电流Iref与滞环Ihys都用来控制模式的开关。 模式选择电路基于比较器的输出来决定EN/雨。如果EN= 1，G3和G4作为脉冲信号，Gi和G2信 号为0,因此变换器工作在模式A。相反的，如果EN=0,变换器工作在模式B。
[0061] 下面W样机为例，描述本发明：
[0062] 参数及说明如下：
[0063 ] Vin = 400V，Vo = 100V，Po (max) = 1200W，开关频率500 ~800kHz，满载500kHz。
[0064] 如图5所示为本发明重载下Ms的关键波形图，开关频率为600Mz，输出电压为 120V，输出电流为10A。由图可见在重载条件下，Ms实现了ZVS导通。由于开关管是对称工作 的，因此所有的开关管均实现了 ZVS导通。
[0065] 如图6所示为本发明轻载条件下Ms的关键波形图，开关频率为680曲Z，输出电压为 100V，输出电流为4A。由图可见在轻载条件下，Ms实现了ZVS导通。由于开关管是对称工作 的，因此所有的开关管均实现了 ZVS导通。
[0066] 如图7所示，在输入Vin为400V，输出Vo为100V的条件下实际测试了本发明LLC谐振 变换器的效率，并且在整个输出功率范围内均实现了软开关过程。变换器的最大效率在输 出为lkW(83.3%输出功率)时测得，在0.5~1.2kW(40%~100%输出功率)范围内效率均维 持在93 % W上。
[0067] 如图7所示，输出功率在500~700W的范围内，两种模式下的变换器效率基本一样， 因此模式切换设置如下：
[0068] a)当输出保持满载，变换器工作在模式A;
[0069] b)当输出功率低于500W，变换器工作在模式B，一直维持到输出功率高于700W。
[0070] 如图8所示，为轻载时的效率比较图。可见采用本发明化C谐振变换器的轻载效率 比不采用时得到较大的提高。
【主权项】
1. 一种具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，LLC谐振电源变换器的谐振网络设有四 个NMOS管M3、M4、M 5及M6,电感Lr和Lm以及电容Cr，NMOS管M3和M4构成一个桥臂，NMOS管Ms和M6 构成另一个桥臂，NMOS管M3的源极连接NMOS管M4的漏极和电感Lr的一端，NMOS管M5的源极连 接NMOS管M 6的漏极和电感Lm的一端，电感Lm的另一端串接电容Cr后连接电感Lr的另一端， 匪0S管M3和此的漏极均连接输入电压Vin正端，NMOS管M4和M 6的源极均连接输入电压Vin负端 并连接输入地，NMOS管M3、M415及施的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容； 其特征在于:增设包括NMOS管和电感La构成的有源网络，该有源网络与包括四个 NMOS管施、14、15及施的1^(：谐振电源变换器的谐振网络共同构成附加有源谐振的谐振网络， 其中增设的NMOS管％和跑构成第三个桥臂，~103管％的源极连接NMOS管M 2的漏极和电感La 的一端，电感La的另一端连接NMOS管M3源极与NMOS管M4漏极和电感Lm的连接端，匪OS管％的 漏极连接输入电压Vin正端，匪0S管M 2的源极连接输入电压VIN负端并连接输入地，匪03管％ 和此的源、漏极之间均分别并联有体二极管和寄生电容； 附加有源谐振的谐振网络的输出依次串接隔离变压器和Class D全桥整流，Class D全 桥整流通过负载依次连接输出采样电路、误差放大电路、STM32F407微控制器和高频栅驱动 电路，高频栅驱动电路的输出驱动附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个M0S管施~施 的正常工作； 隔离变压器原边的同名端和异名端与电感Lm并联连接； Class D全桥整流包括二极管07、08、09、01()和滤波电容&，二极管07的阳极连接二极管0 8 的阴极和隔离变压器副边的同名端，二极管D9的阳极连接二极管D1Q的阴极和隔离变压器副 边的异名端，二极管D?的阴极连接二极管D 9的阴极和滤波电容Cf的正端并作为Class D全桥 整流的输出端连接负载电阻R的一端，二极管D8的阳极连接二极管D1Q的阳极和滤波电容C f 的负端并连接输出地； 输出米样电路包括电阻Ri、R2和Rs，电阻Ri、R2构成输出电压米样电路，电阻Ri的一端连 接Class D全桥整流的输出端，电阻的另一端连接电阻R2的一端并作为输出电压采样电路 的输出端，电阻R2的另一端接输出地；电阻Rs构成输出电流采样电路，电阻Rs的一端连接负 载电阻R的另一端并作为输出电流采样电路的输出端，电阻Rs的另一端连接输出地； 误差放大电路包括两个运算放大器，其中一个运算放大器的负端连接输出电压采样电 路的输出端，另一个运算放大器的负端连接输出电流采样电路的输出端，两个运算放大器 的正端均连接输出地； STM32F407微控制器包括A/D变换器、迟滞比较器、数字PI控制器、频率调制器和模式选 择电路，误差放大电路中两个运算放大器的输出分别为输出电压的放大信号和输出电流的 放大信号，均连接STM32F407微控制器的A/D转换接口，A/D转换后得到的数字电压反馈信号 Vfb与参考电压Vref进行比较后输出给数字PI控制器，数字PI控制器将电压反馈信号Vfb与参 考电压VREF之差V E经过比例、积分运算，得到的电压信号输出给频率调制器，频率调制器由 STM32F407微控制器中的定时器实现，根据数字PI控制器输出电压的大小得到一对频率可 调的互补脉冲输出信号G/G，并将其输出给模式选择电路;A/D转换后得到的数字电流反馈 信号Ifb与参考电流Iref经迟滞比较器后亦输出给模式选择电路，模式选择电路输出Gi和G2， G3和G4以及G#PG6三对信号，迟滞比较器的输出确定使能信号EN/丽的电平，进而决定6!和 G2，G3和G4两对输出信号的工作状态； 高频栅驱动电路包括三个相同的驱动电路，每个驱动电路对应连接模式选择电路输出 的Gl和G2，G3和G4以及G5和G6三对信号中的一对信号，每个驱动电路均设有隔离栅驱动芯片 以及并联在隔离栅驱动芯片输出端的两组相同的外部负关断电压产生电路，每组外部负关 断电压产生电路均包括电容Cb、二极管Dn、电阻Rg和Rgd，其中一组外部负关断电压产生电 路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的一个输出端，电容Cb的另一端连接二极管Dn的 阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输出的信号控制附加有源谐振的谐 振网络三个桥臂中其中一个桥臂中的上开关管栅极，电阻Rgd的另一端连接二极管Dn的阳 极和隔离栅驱动芯片的另一个输出端，该端输出的信号控制上述桥臂中的上开关管源极； 另一组外部负关断电压产生电路中的电容Cb的一端连接隔离栅驱动芯片的第三个输出端， 电容Cb的另一端连接二极管Dn的阴极、电阻Rg的一端和电阻Rgd的一端，电阻Rg的另一端输 出的信号控制附加有源谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管栅极，电阻Rgd的另一端连 接二极管Dn的阳极和隔离栅驱动芯片的第四个输出端，该端输出的信号作为控制附加有源 谐振的谐振网络中上述桥臂的下开关管源极； 高频栅驱动电路根据模式选择电路输出的GjPG2，G3和G4以及G#PG6三对信号的工作状 态决定附加有源网络的谐振网络的工作模式究竟是A还是B，模式A和B分别对应了两种不同 的谐振频率，不同的谐振频率下，附加有源网络的谐振网络中三个桥臂共六个MOS管施~也 的工作状态不同： 如果EN=1，G3和G4以及G#PG6为脉冲信号，G1和G2为0,附加有源网络的谐振网络工作 在模式A;反之，如果EN = 0，G1和G2以及G#PG6为脉冲信号，G3和G4为0，附加有源网络的谐振 网络工作在模式B;在轻载情况下，附加有源网络的谐振网络的工作模式由模式A切换到模 式B; 模式A:附加有源网络的谐振网络包括MOS管M3、M4、M5&M6，电感Lr和Lm以及电容Cr，在此 模式下，谐振电感为Lr; 模式B:附加有源网络的谐振网络包括MOS管Μ!、M2具及也，电感La、Lr和Lm以及电容Cr， 在此模式下，谐振电感为(La+Lr)。2.根据权利要求1所述的具有双谐振频率的LLC谐振电源变换器，其特征在于，所述附 加有源谐振的谐振网络中的六个MOS管施~也均采用碳化硅功率MOS管作为开关管，双谐振 频率的LLC谐振电源变换器工作在感性区。
【文档编号】H02M3/335GK106059314SQ201610575347
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年7月21日
【发明人】孙伟锋, 田豪傑, 俞居正, 苏畅, 钱钦松, 陆生礼, 时龙兴
【申请人】东南大学