一种有源钳位串并联全桥dc/dc变换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种有源钳位串并联全桥DC/DC变换器，包括逆变电路、谐振网络、变压器、整流滤波网络和有源钳位电路。谐振网络包括串联谐振电感、MOS管寄生电容。主整流滤波网络即为全桥整流电路；有源钳位电路包括钳位二极管(DB)、电容(Cc)。本变换器能够在不增加控制电路复杂性的基础上实现全桥(FB)臂全负载范围内的软开关，并且，可以消除整流部分的电压尖峰。本变换器以输入电压范围为基准，有两种工作模式：正产输入范围下，工作在串并联变换器状态；低于正常范围下，工作在有源钳位升压来拓宽工作范围。
【专利说明】-种有源错位串并联全桥DC/DC变换器 【技术领域】
[0001] 本发明属于开关操作电源技术领域，设及一种有源错位串并联全桥DC/DC变换器。 【【背景技术】】
[0002] 能源转换效率一直是人们关注的热点，其中功率转换器件作为电力行业效率转换 的一个代表，被广泛应用在如开关电源，分布式电源，不间断电源等各个方面，传统的功率 转换器件大多工作于硬开关状态具有开关损耗大，电压应力大，功率密度低，EMI大，转换效 率低等诸多问题，而电流型（串并联变换器、LLC等)变换器则能很好的削弱或者解决运些问 题。
[0003] 电流型变换器工作于软开关状态，减小开关损耗，提高变换器效率，为变换器高频 化提供了可能性，进一步缩小变换器的体积和重量，提高变换器的功率密度和动态性能，同 时改善电磁兼容。
[0004] 另外，除了电能质量和效率一直是关注焦点外，现代社会对电源的供电范围，尤其 是在针对新能源等款输入范围的应用方面，更是倍加关注。 【
【发明内容】
】
[0005] 本发明的目的在于解决上述现有技术中的问题，提供一种高频、高效，并在宽输入 电压时能继续高效、稳定工作的有源错位串并联全桥DC/DC变换器。
[0006] 为了实现上述目的，本发明采用W下技术方案予W实现：
[0007] -种有源错位串并联全桥DC/DC变换器，包括直流电源Vin、带有若干MOS管的逆变 电路、谐振网络、变压器TR、输出整流滤波电路、有源错位电路W及控制回路;直流电源Vin 通过逆变电路、谐振网络与变压器的原边绕组化相连;谐振网络包括谐振电感Lr和MOS管寄 生电容；谐振电感Lr与变压器TR的原边绕组化串联，变压器TR的副边绕组通过输出整流滤 波电路输出；控制回路采集直流电源Vin、变压器TRW及输出端Vo的电压信号，通过驱动电 路将控制信号发给逆变电路的MOS管。
[000引本发明进一步的改进在于：
[0009] 所述逆变电路包括MOS管Ql及其体二极管化1和寄生电容Cl、M0S管Q2及其体二极管 化2和寄生电容C2、M0S管Q3及其体二极管化3和寄生电容C3、M0S管Q4及其体二极管化4和寄生 电容C4;
[0010] MOS管Ql的漏极和MOS管Q3的漏极与直流电源Vin的正极相连，MOS管Q2的源极和 MOS管Q4的源极与直流电源Vin的负极相连;MOS管Ql的源极和MOS管Q2的漏极相连，MOS管Q3 的源极和MOS管Q4的漏极相连。
[00川所述变压器TR的原边绕组化一端与谐振电感Lr相连，另一端连接至MOS管Q3的源 极和MOS管Q4的漏极之间的节点上。
[0012]所述有源错位电路包括错位二极管化和电容Ce,错位二极管化的阳极接MOS管Ql的 漏极，阴极接MOS管Q3的漏极;电容Ce的一端接MOS管Q3的漏极另一端接MOS管Q4的源极。
[0013] 所述输出整流滤波电路包括整流二极管Dl及其寄生电容Cdi、整流二极管D2及其寄 生电容Cd2、整流二极管D3及其寄生电容Cd3、整流二极管D4及其寄生电容Cd4、谐振电容Cp、滤 波电感Lf W及滤波电容Co;
[0014] 变压器TR副边绕组化的一端分别接整流二极管Dl的阳极和整流二极管D2的阴极， 另一端接整流二极管D3的阳极和整流二极管D4的阴极，励磁电感Lm并联在变压器TR副边绕 组化的两端;谐振电容Cp并联在整流二极管D3的阴极和整流二极管D4的阳极两端，滤波电 感Lf和滤波电容Co串联后并联在谐振电容Cp两端，且谐振电容Cp的两端为变换器输出端 Vo O
[0015] 所述控制回路包括控制处理器、第一采样电路、第二采样电路、第=采样电路W及 驱动方波发生电路;第一采样电路的输入端与直流电源Vin的正极相连，第二采样电路的输 入端与变压器原边绕组化相连，第=采样电路的输入端与输出端Vo的正极相连;第一采样 电路、第二采样电路和第=采样电路的输出端均与控制处理器的输入端相连;控制处理器 的输出端与驱动方波发生电路相连，驱动方波发生电路的输出端分别与各MOS管相连。
[0016] 与现有技术相比，本发明具有W下有益效果：
[0017] 本发明通过将全桥和有源错位电路结合，W利于实现转化高效，工作高频，大功率 等的应用，在变换器输入范围低于正常输入范围时，稳定输出电压，继续保持高效率的电能 变换，保护后级精密用电设备。 【【附图说明】】
[0018] 图1是谐振变换器电路拓扑结构；
[0019] 图2a是正常输入范围内变换器工作的波形图；
[0020] 图化是输入降低时的不对称PWM时序信号。 【【具体实施方式】】
[0021] 下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
[0022] 参见图1，本发明包括直流电源Vin、逆变电路、谐振网络、变压器TR、输出整流滤波 电路W及有源错位电路；直流电源Vin通过逆变电路、谐振网络与变压器的原边绕组化相 连;谐振网络包括谐振电感Lr和MOS管寄生电容；谐振电感Lr与变压器TR的原边绕组化串 联，变压器TR的副边绕组通过输出整流滤波电路输出。
[0023] 逆变电路包括MOS管Ql及其体二极管化1和寄生电容Cl、M0S管Q2及其体二极管化2 和寄生电容C2、M0S管Q3及其体二极管化3和寄生电容C3、M0S管Q4及其体二极管化4和寄生电 容C4;M0S管Ql的漏极和MOS管Q3的漏极与直流电源Vin的正极相连，MOS管Q2的源极和MOS管 Q4的源极与直流电源Vin的负极相连;MOS管Ql的源极和MOS管Q2的漏极相连，MOS管Q3的源 极和MOS管Q4的漏极相连。变压器TR的原边绕组化一端与谐振电感Lr相连，另一端连接至 MOS管Q3的源极和MOS管Q4的漏极之间的节点上。
[0024] 有源错位电路包括错位二极管化和电容Ce,错位二极管化的阳极接MOS管Ql的漏 极，阴极接MOS管Q3的漏极;电容Ce的一端接MOS管Q3的漏极另一端接MOS管Q4的源极。
[0025] 输出整流滤波电路包括整流二极管Dl及其寄生电容Cdi、整流二极管D2及其寄生电 容Cd2、整流二极管D3及其寄生电容Cd3、整流二极管D4及其寄生电容Cd4、谐振电容Cp、滤波电 感LfW及滤波电容Co;变压器TR副边绕组化的一端分别接整流二极管Dl的阳极和整流二极 管D2的阴极，另一端接整流二极管D3的阳极和整流二极管D4的阴极，励磁电感Lm并联在变 压器TR副边绕组化的两端;谐振电容Cp并联在整流二极管D3的阴极和整流二极管D4的阳极 两端，滤波电感Lf和滤波电容Co串联后并联在谐振电容Cp两端，且谐振电容Cp的两端为变 换器输出端。
[0026] 控制回路包括采样电路，控制处理器(单片机、DSP、FPGA等对反馈给自己的信号进 行处理），驱动电路，采用调控方式调节占空比驱动方波发生电路给开关管信号。
[0027] 如图2a所示，本发明在正常输入范围内工作时的电路波形图，图2b为低于正常输 入范围时的控制时序图。
[0028] 本发明在正常工作期间错位电路对主电路没有任何影响，在输入电压偏低时，变 换器输出无法满足需要，此时，改变变换器工作方式(不对称开关)使变换器工作在有源错 位升压状态，保持后级正常工作。电流型变换器结构，可W充分保证轻载所有MOS管的软开 关。变换器的一个完整的周期由不同的子区间和对应的不同的模态组成，下面对其工作过 程进行分析：
[0029] ModeUtO-U]阶段，Q1、Q3导通，变压器副边整流电流Qdb)为零，原边电流（ip)通 过91、〇8、93、原边绕组环流，该阶段变压器原边电压(化)与副边电压(￥3)均为零，励磁电感 电流ibn近似恒定且满足:iLm(t) = ip(t) = iLm(t〇)。
[0030] Mode2[tl-t2]阶段，在tl时，Q3近似零电流关断，该模态下，ip给C3、C4充、放电。
[0031] Mode3[t2-t3]阶段，在t2时，VQ4为零，TR原边电流ip从D4通过，Q4可实现零电压 (ZVS)开通，变压器正常工作，副边电流开始通过D1、D4。
[0032] Mode4[t3-t4]阶段，Ql关断时，该模态开始，TR原边电流ip给C1、C2充放电，当VQ2 为零时，D2自然导通，Q2可实现零电压开通(ZVS)。在t4时，TR原边电压化为零，此时，Dl、D4 仍然开通，-Vcp施加到Lr上，原边电流开始下降。
[0033] 下办周期的工作原理和上面所述工作原理相同，方向相反。
[0034] 当输入电压范围低于正常工作时的输入电压时，变压器不再工作在移相状态，控 制信号调整为不对称PWM，变换器工作在有源错位升压状态，占空比D大于0.5，其工作过程 分析如下：
[0035] Mode 1 [ tO-t 1 ]阶段，在to时，Ql、Q4导通，同时TR副边Dl、D4导通，变换器TR进行正 常的能量传递，电容Cc此时处于充电状态。
[0036] Mode2[tl-t2]阶段，该阶段为死区时间。
[0037] Mode3[t2-t3]阶段，与Model相反，Q2、Q3导通，此阶段中Db因承受反压而关断，此 时给负载供电的是电容Cc中存储的能量。
[0038] Mode4[t3-t4]阶段，同 Mode2。
[0039] 在有源错位升压模态，电容Ce的电压Vc (D > 0.5)可表示3
[0040] 因为占空比的变化，使得Cc中的能量可W高于输入，运样，W 迪当加宽输入电压 的范围。由于，串并联的谐振的结构，可W保证逆变部分的软开关和工作的高频化。
[0041] W上内容仅为说明本发明的技术思想，不能W此限定本发明的保护范围，凡是按 照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书 的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种有源钳位串并联全桥DC/DC变换器，其特征在于，包括直流电源Vin、带有若干 MOS管的逆变电路、谐振网络、变压器TR、输出整流滤波电路、有源钳位电路以及控制回路； 直流电源Vin通过逆变电路、谐振网络与变压器的原边绕组Np相连;谐振网络包括谐振电感 Lr和MOS管寄生电容;谐振电感Lr与变压器TR的原边绕组Np串联，变压器TR的副边绕组通过 输出整流滤波电路输出；控制回路采集直流电源Vin、变压器TR以及输出端Vo的电压信号， 通过驱动电路将控制信号发给逆变电路的M0S管。2. 根据权利要求1所述的有源钳位串并联全桥DC/DC变换器，其特征在于，所述逆变电 路包括M0S管Q1及其体二极管DQ1和寄生电容C1、M0S管Q2及其体二极管Dq 2和寄生电容C2、 M0S管Q3及其体二极管Dq3和寄生电容C3、M0S管Q4及其体二极管Dq4和寄生电容C4; M0S管Q1的漏极和M0S管Q3的漏极与直流电源Vin的正极相连，M0S管Q2的源极和M0S管 Q4的源极与直流电源Vin的负极相连;M0S管Q1的源极和M0S管Q2的漏极相连，M0S管Q3的源 极和M0S管Q4的漏极相连。3. 根据权利要求1所述的有源钳位串并联全桥DC/DC变换器，其特征在于，所述变压器 TR的原边绕组Np-端与谐振电感Lr相连，另一端连接至M0S管Q3的源极和M0S管Q4的漏极之 间的节点上。4. 根据权利要求1所述的有源钳位串并联全桥DC/DC变换器，其特征在于，所述有源钳 位电路包括钳位二极管Db和电容Cc，钳位二极管Db的阳极接M0S管Q1的漏极，阴极接M0S管Q3 的漏极；电容Cc的一端接M0S管Q3的漏极另一端接M0S管Q4的源极。5. 根据权利要求1所述的有源钳位串并联全桥DC/DC变换器，其特征在于，所述输出整 流滤波电路包括整流二极管D1及其寄生电容C D1、整流二极管D2及其寄生电容CD2、整流二极 管D3及其寄生电容CD3、整流二极管D4及其寄生电容Cm、谐振电容Cp、滤波电感Lf以及滤波 电容Co; 变压器TR副边绕组Ns的一端分别接整流二极管D1的阳极和整流二极管D2的阴极，另一 端接整流二极管D3的阳极和整流二极管D4的阴极，励磁电感Lm并联在变压器TR副边绕组Ns 的两端;谐振电容Cp并联在整流二极管D3的阴极和整流二极管D4的阳极两端，滤波电感Lf 和滤波电容Co串联后并联在谐振电容Cp两端，且谐振电容Cp的两端为变换器输出端Vo。6. 根据权利要求1所述的有源钳位串并联全桥DC/DC变换器，其特征在于，所述控制回 路包括控制处理器、第一采样电路、第二采样电路、第三采样电路以及驱动方波发生电路； 第一采样电路的输入端与直流电源Vin的正极相连，第二采样电路的输入端与变压器原边 绕组Np相连，第三米样电路的输入端与输出端Vo的正极相连;第一米样电路、第二米样电路 和第三采样电路的输出端均与控制处理器的输入端相连;控制处理器的输出端与驱动方波 发生电路相连，驱动方波发生电路的输出端分别与各M0S管相连。
【文档编号】H02M3/335GK105978356SQ201610530704
【公开日】2016年9月28日
【申请日】2016年7月5日
【发明人】史永胜, 田卫东, 李娜, 王雪丽, 宁青菊
【申请人】陕西科技大学