一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器的制作方法

本发明涉及一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器，属于电力电子变换器技术领域，尤其属于隔离型直流-直流电能变换技术领域。

背景技术：

随着环境污染和能源匮乏问题的日益严重，可再生能源越来越受到人们的重视。可再生能源发电形式主要有光伏发电、风力发电、水利发电和燃料电池供电等，它们都具有输出电压范围宽的特点。因此，为了能够高效地利用可再生能源，减少能源浪费，需要一种能够在宽输入电压范围内工作的DC/DC变换器。

近年来，传统LLC谐振变换器因效率高、功率密度高、成本低而得到了广泛使用。它可以实现所有功率半导体器件的软开关，降低电磁干扰，实现高频化。附图1所示的传统全桥LLC谐振变换器的电压增益表达式如式(1)所示。文献中的实验结果表明，输入电压范围M_range在1.5倍左右时，传统LLC谐振变换器整个工作范围效率相对均衡。输入电压范围越宽，变换器的激磁电感(L_m)越小，造成的环流越大，整个工作范围的效率也就越低。因此，传统LLC谐振变换器并不适合输入电压范围过宽的场合。

式中，电感比值k＝L_m/L_r，开关频率(f_s)标一化值f_n＝2πf_s(L_rC_r)^0.5，负载(R_o)标一化值Q＝π²(L_r/C_r)^0.5/(8n²R_o)。

为了拓展传统LLC谐振变换器的输入电压范围，文献“Z.Liang，R.Guo，G.Wang，A.Huang.A new wide input range high efficiency photovoltaic inverter[C].IEEE Energy Conversion Congr.and Expos.，Atlanta，USA：IEEE，2010：2937-2943”在附图1的基础上提出了动态调节拓扑结构的方式。当附图1中传统全桥LLC谐振变换器的开关管S_P3处于常关、开关管S_P4处于常开时，变换器将等效为图2中的传统半桥LLC谐振变换器。半桥LLC谐振变换器因谐振电容C_r存在直流偏置电压0.5U_in，电压增益只有全桥LLC谐振变换器的一半，如式(2)所示。采用这两种工作模式(此处分别记为高增益工作模式和低增益工作模式)联合控制后，图1中传统全桥LLC谐振变换器拓展后的变换器增益如图3所示。由式(1)、式(2)和附图3可知，该变换器在单个工作模式下的输入电压范围M_range≥2倍，才能保证两种工作模式的增益衔接。虽然两个工作模式的总输入电压范围达到4倍以上(2M_range)，但在单个工作模式输入电压范围要至少2倍的情况下，变换器在整个工作范围的效率并不均衡，表现并不出色。

为了进一步提升各工作点的效率，文献“Haibing Hu，Xiang Fang，Frank Chen，Z.John Shen，Issa Batarseh.A Modified High-Efficiency LLC Converter With Two Transformers for Wide Input-Voltage Range Applications[J].IEEE Trans.Power Electron.，Apr.2013，28(4)：1946-1960”提出了如附图4所示的双变压器型宽输入范围LLC谐振变换器。在原有的高增益或低增益工作模式的基础上，通过第二变压器(T₂)的切入与否，双变压器型LLC谐振变换器总共有四种工作模式。每种工作模式输入电压范围在1.5倍左右，明显提升了整个工作范围内的效率。但在其中两种工作模式下，变压器(T₂)被短路，不传输能量，降低了磁芯利用率。在硬件构成上，副边整流管数目较多，原边多了短路变压器(T₂)的两个开关管(S_P5和S_P6)，对应的驱动电路(如隔离光耦驱动)与主管(S_P1、S_P2、S_P3和S_P4)驱动电路(如电荷泵半桥驱动芯片)不一致，增加了硬件的复杂程度。

在诸如燃料电池供电等场合，变换器的输入电压范围在2～3倍。上述两种方案的总输入电压范围设计值达到4倍，显得过宽，又会带来变换器的器件成本增加和效率牺牲。

技术实现要素：

本发明的目的是针对现有技术的不足，为宽输入电压范围场合提供一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：

所述一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器由输入源(U_in)、原边开关网络(10)、共用谐振电感(L_r)、第一谐振电容(C_r1)、第二谐振电容(C_r2)、第一变压器(T₁)、第二变压器(T₂)、副边整流电路(20)、输出滤波电容(C_o)和输出负载(R_o)构成，其中第一变压器(T₁)的原边激磁电感值为L_m1，第二变压器(T₂)的原边激磁电感值为L_m2；所述原边开关网络(10)的输入两端分别与输入源(U_in)的两端相连，原边开关网络(10)的输出端b与第一谐振电容(C_r1)的一端相连，第一谐振电容(C_r1)另一端与第一变压器(T₁)原边绕组的异名端相连，第一变压器(T₁)原边绕组的同名端与第二变压器(T₂)原边绕组的同名端、共用谐振电感(L_r)的一端相连，共用谐振电感(L_r)的另一端与原边开关网络(10)的输出端a相连，第二变压器(T₂)原边绕组的异名端和第二谐振电容(C_r2)的一端相连，第二谐振电容(C_r2)的另一端和原边开关网络(10)的输出端c相连，第一变压器(T₁)的副边绕组同名端和副边整流电路(20)的输入端d相连，副边整流电路(20)的输入端e和第二变压器(T₂)的副边绕组异名端相连，第二变压器(T₂)的副边绕组同名端和第一变压器(T₁)的副边绕组异名端相连，副边整流电路(20)的输出两端分别和输出滤波电容(C_o)两端、输出负载(R_o)两端相连。

所述原边开关网络(10)输出正脉冲幅值为U_in、负脉冲幅值为-U_in或0、正负脉冲宽度为50％的矩形波电压u_ab和u_ac，且这两个矩形波电压的相位一致。

所述原边开关网络(10)为两桥臂开关网络，它由第一开关管(S_P1)、第二开关管(S_P2)、第三开关管(S_P3)和第四开关管(S_P4)构成，第一开关管(S_P1)的漏极和第三开关管(S_P3)的漏极、输入源(U_in)的正极相连，第一开关管(S_P1)的源极和第二开关管(S_P2)的漏极、原边开关网络(10)输出端a相连，第二开关管(S_P2)的源极和第四开关管(S_P4)的源极、输入源(U_in)的负极、原边开关网络(10)输出端c相连，第四开关管(S_P4)的漏极和第三开关管(S_P3)的源极、原边开关网络(10)输出端b相连。

所述原边开关网络(10)为三桥臂开关网络，它由第一开关管(S_P1)、第二开关管(S_P2)、第三开关管(S_P3)、第四开关管(S_P4)、第五开关管(S_P5)和第六开关管(S_P6)构成，第一开关管(S_P1)的漏极和第三开关管(S_P3)的漏极、第五开关管(S_P5)的漏极、输入源(U_in)的正极相连，第一开关管(S_P1)的源极和第二开关管(S_P2)的漏极、原边开关网络(10)输出端a相连，第二开关管(S_P2)的源极和第四开关管(S_P4)的源极、第六开关管(S_P6)的源极、输入源(U_in)的负极相连，第四开关管(S_P4)的漏极和第三开关管(S_P3)的源极、原边开关网络(10)输出端b相连，第六开关管(S_P6)的漏极和第五开关管(S_P5)的源极、原边开关网络(10)输出端c相连。

所述副边整流电路(20)为全桥整流电路，它由第一整流二极管(D₁)、第二整流二极管(D₂)、第三整流二极管(D₃)和第四整流二极管(D₄)构成，第一整流二极管(D₁)的阳极和副边整流电路(20)的输入端d、第二整流二极管(D₂)的阴极相连，第二整流二极管(D₂)的阳极和第四整流二极管(D₄)的阳极、输出滤波电容(C_o)的负极、输出负载(R_o)的负极相连，第四整流二极管(D₄)的阴极和副边整流电路(20)的输入端e、第三整流二极管(D₃)的阳极相连，第三整流二极管(D₃)的阴极和第一整流二极管(D₁)的阴极、输出滤波电容(C_o)的正极、输出负载(R_o)的正极相连。

所述副边整流电路(20)为一种倍压整流电路，它由第一整流二极管(D₁)、第二整流二极管(D₂)、第一倍压整流电容(C_o1)和第二倍压整流电容(C_o2)构成，第一整流二极管(D₁)的阳极和副边整流电路(20)的输入端d、第二整流二极管(D₂)的阴极相连，第二整流二极管(D₂)的阳极和第二倍压整流电容(C_o2)的负极、输出滤波电容(C_o)的负极、输出负载(R_o)的负极相连，第二倍压整流电容(C_o2)的正极和副边整流电路(20)的输入端e、第一倍压整流电容(C_o1)的负极相连，第一倍压整流电容(C_o1)的正极和第一整流二极管(D₁)的阴极、输出滤波电容(C_o)的正极、输出负载(R_o)的正极相连。

所述副边整流电路(20)为另一种倍压整流电路，它由第一整流二极管(D₁)、第二整流二极管(D₂)、辅助倍压整流电容(C_aux)构成，辅助倍压整流电容(C_aux)的负极和副边整流电路(20)的输入端d相连，辅助倍压整流电容(C_aux)的正极和第一整流二极管(D₁)的阳极、第二整流二极管(D₂)的阴极相连，第一整流二极管(D₁)的阴极和输出滤波电容(C_o)的正极、输出负载(R_o)的正极相连，第二整流二极管(D₂)的阳极和副边整流电路(20)的输入端e、输出滤波电容(C_o)的负极、输出负载(R_o)的负极相连。

本发明技术方案与既有技术方案的本质区别在于，将传统LLC谐振腔分裂成两条支路，两条支路共用谐振电感，各自含有一个谐振电容和一个变压器，两变压器副边串联，两个变压器一直同时工作，当其中一条支路中谐振电容直流偏置电压为0，而另一条支路中谐振电容直流偏置电压为0.5U_in时，变换器出现了本发明所特有的工作模式，如式(3)所示的电压增益，是式(1)传统全桥LLC变换器的0.75倍、式(2)传统半桥LLC变换器的1.5倍，这可以明显减小单个工作模式的输入电压范围，优化谐振腔参数，提高变压器利用率，降低器件成本，提升变换器的效率和功率密度，满足宽输入电压范围场合高效率和高功率密度的需求。

本发明具有如下有益效果：

(1)单个工作模式下的输入电压范围明显减小，LLC谐振腔参数得到优化，提升整个工作范围的效率；

(2)两个变压器一直同时工作，利用率提高，减小体积，提升功率密度；

(3)功率半导体器件数目明显减小，降低成本，提升功率密度；

(4)原边开关管的驱动电路保持一致，降低成本。

附图说明

附图1是传统全桥LLC谐振变换器原理图；

附图2是传统半桥LLC谐振变换器原理图；

附图3是传统全桥LLC谐振变换器采用高增益和低增益两种工作模式联合控制后的电压增益示意图；

附图4是传统双变压器型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图5是本发明的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图6是本发明原边开关网络(10)采用两桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用全桥整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图7是本发明原边开关网络(10)采用两桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用一种倍压整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图8是本发明原边开关网络(10)采用两桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用另一种倍压整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图9是本发明原边开关网络(10)采用三桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用全桥整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图10是本发明原边开关网络(10)采用三桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用一种倍压整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图11是本发明原边开关网络(10)采用三桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用另一种倍压整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器原理图；

附图12是附图6所示变换器在低增益工作模式时原边开关管控制策略示意图；

附图13是附图6所示变换器在中增益工作模式时典型工作波形示意图；

附图14～16是附图6所示变换器在附图13中t₀～t₁、t₁～t₂、t₂～t₃时间段内的各模态等效电路(图中电流方向标记为正方向)；

附图17是附图6所示变换器在中增益工作模式时的基波等效电路原理图；

附图18是附图6所示变换器采用中增益和低增益两种工作模式联合控制后的电压增益示意图；

附图19是附图9所示变换器在高增益工作模式时原边开关管控制策略示意图；

附图20是附图9所示变换器采用高增益、中增益和低增益三种工作模式联合控制后的电压增益示意图；

以上附图中的符号名称：U_in为输入源；10为原边开关网络；a、b、c为原边开关网络(10)的三个输出端口；20为副边整流电路；d、e为副边整流电路(20)的两个输入端口；L_r为共用谐振电感；C_r为谐振电容；C_r1为第一谐振电容；C_r2为第二谐振电容；T₁为第一变压器；T₂为第二变压器；L_m为变压器的原边激磁电感；L_m1为第一变压器(T₁)的原边激磁电感；L_m2为第二变压器(T₂)的原边激磁电感；n∶1为变压器匝比；n₁∶1或n₁∶1∶1为第一变压器(T₁)的原副边匝比；n₂∶1或n₂∶1∶1为第二变压器(T₂)的原副边匝比；S_P1、S_P2、S_P3、S_P4、S_P5和S_P6分别为原边第一、第二、第三、第四、第五和第六开关管；D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆、D₇、D₈分别为第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第八整流二极管；C_o为输出滤波电容；C_o1和C_o2为第一、第二倍压整流电容；C_aux为辅助倍压整流电容；R_o为输出负载；U_o为输出电压；I_o为输出电流；M为电压增益；f_n为标一化开关频率；f_nmin为最低开关频率的标一化值；f_nmax为最高开关频率的标一化值；i_Lr、i_Lr1、i_Lr2分别为流过L_r、C_r1、C_r2的电流；i_m1、i_m2分别为流过L_m1、L_m2的电流；i_s为流过两个变压器副边的电流；u_Lr、u_Cr1、u_Cr2分别为L_r、C_r1、C_r2两端的电压；u_GSP1、u_GSP2、u_GSP3、u_GSP4、u_GSP5和u_GSP6分别为开关管S_P1、S_P2、S_P3、S_P4、S_P5和S_P6的驱动电压；u_ab为原边开关网络(10)两个端口a、b之间的电压，u_ac为两个端口a、c之间的电压；U_iac为正负脉冲幅值±U_in、脉冲宽度50％的方波电压的基波分量；I_Lr、I_Lr1、I_Lr2、I_m1、I_m2、I_s分别为i_Lr、i_Lr1、i_Lr2、i_m1、i_m2、i_s的基波分量；U_Lr、U_Cr1、U_Cr2分别为u_Lr、u_Cr1、u_Cr2的基波分量；t₀、t₁、t₂、t₃和t₄为时间。

具体实施方式

结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

如附图5所示，所述一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器由输入源(U_in)、原边开关网络(10)、共用谐振电感(L_r)、第一谐振电容(C_r1)、第二谐振电容(C_r2)、第一变压器(T₁)、第二变压器(T₂)、副边整流电路(20)、输出滤波电容(C_o)和输出负载(R_o)构成，其中第一变压器(T₁)的原边激磁电感值为L_m1，第二变压器(T₂)的原边激磁电感值为L_m2；所述原边开关网络(10)的输入两端分别与输入源(U_in)的两端相连，原边开关网络(10)的输出端b与第一谐振电容(C_r1)的一端相连，第一谐振电容(C_r1)另一端与第一变压器(T₁)原边绕组的异名端相连，第一变压器(T₁)原边绕组的同名端与第二变压器(T₂)原边绕组的同名端、共用谐振电感(L_r)的一端相连，共用谐振电感(L_r)的另一端与原边开关网络(10)的输出端a相连，第二变压器(T₂)原边绕组的异名端和第二谐振电容(C_r2)的一端相连，第二谐振电容(C_r2)的另一端和原边开关网络(10)的输出端c相连，第一变压器(T₁)的副边绕组同名端和副边整流电路(20)的输入端d相连，副边整流电路(20)的输入端e和第二变压器(T₂)的副边绕组异名端相连，第二变压器(T₂)的副边绕组同名端和第一变压器(T₁)的副边绕组异名端相连，副边整流电路(20)的输出两端分别和输出滤波电容(C_o)两端、输出负载(R_o)两端相连。

在本发明中，所述原边开关网络(10)输出正脉冲幅值为U_in、负脉冲幅值为-U_in或0、正负脉冲宽度为50％的矩形波电压u_ab和u_ac，且这两个矩形波电压的相位一致。为了实现这个目的，所述原边开关网络(10)可以为两桥臂开关网络或三桥臂开关网络。

如附图6、附图7或附图8所示，所述原边开关网络(10)为两桥臂开关网络，它由第一开关管(S_P1)、第二开关管(S_P2)、第三开关管(S_P3)和第四开关管(S_P4)构成，第一开关管(S_P1)的漏极和第三开关管(S_P3)的漏极、输入源(U_in)的正极相连，第一开关管(S_P1)的源极和第二开关管(S_P2)的漏极、原边开关网络(10)输出端a相连，第二开关管(S_P2)的源极和第四开关管(S_P4)的源极、输入源(U_in)的负极、原边开关网络(10)输出端c相连，第四开关管(S_P4)的漏极和第三开关管(S_P3)的源极、原边开关网络(10)输出端b相连。

如附图9、附图10或附图11所示，所述原边开关网络(10)为三桥臂开关网络，它由第一开关管(S_P1)、第二开关管(S_P2)、第三开关管(S_P3)、第四开关管(S_P4)、第五开关管(S_P5)和第六开关管(S_P6)构成，第一开关管(S_P1)的漏极和第三开关管(S_P3)的漏极、第五开关管(S_P5)的漏极、输入源(U_in)的正极相连，第一开关管(S_P1)的源极和第二开关管(S_P2)的漏极、原边开关网络(10)输出端a相连，第二开关管(S_P2)的源极和第四开关管(S_P4)的源极、第六开关管(S_P6)的源极、输入源(U_in)的负极相连，第四开关管(S_P4)的漏极和第三开关管(S_P3)的源极、原边开关网络(10)输出端b相连，第六开关管(S_P6)的漏极和第五开关管(S_P5)的源极、原边开关网络(10)输出端c相连。

如附图6或附图9所示，所述副边整流电路(20)为全桥整流电路，它由第一整流二极管(D₁)、第二整流二极管(D₂)、第三整流二极管(D₃)和第四整流二极管(D₄)构成，第一整流二极管(D₁)的阳极和副边整流电路(20)的输入端d、第二整流二极管(D₂)的阴极相连，第二整流二极管(D₂)的阳极和第四整流二极管(D₄)的阳极、输出滤波电容(C_o)的负极、输出负载(R_o)的负极相连，第四整流二极管(D₄)的阴极和副边整流电路(20)的输入端e、第三整流二极管(D₃)的阳极相连，第三整流二极管(D₃)的阴极和第一整流二极管(D₁)的阴极、输出滤波电容(C_o)的正极、输出负载(R_o)的正极相连。

如附图7或附图10所示，所述副边整流电路(20)为一种倍压整流电路，它由第一整流二极管(D₁)、第二整流二极管(D₂)、第一倍压整流电容(C_o1)和第二倍压整流电容(C_o2)构成，第一整流二极管(D₁)的阳极和副边整流电路(20)的输入端d、第二整流二极管(D₂)的阴极相连，第二整流二极管(D₂)的阳极和第二倍压整流电容(C_o2)的负极、输出滤波电容(C_o)的负极、输出负载(R_o)的负极相连，第二倍压整流电容(C_o2)的正极和副边整流电路(20)的输入端e、第一倍压整流电容(C_o1)的负极相连，第一倍压整流电容(C_o1)的正极和第一整流二极管(D₁)的阴极、输出滤波电容(C_o)的正极、输出负载(R_o)的正极相连。

如附图8或附图11所示，所述副边整流电路(20)为另一种倍压整流电路，它由第一整流二极管(D₁)、第二整流二极管(D₂)、辅助倍压整流电容(C_aux)构成，辅助倍压整流电容(C_aux)的负极和副边整流电路(20)的输入端d相连，辅助倍压整流电容(C_aux)的正极和第一整流二极管(D₁)的阳极、第二整流二极管(D₂)的阴极相连，第一整流二极管(D₁)的阴极和输出滤波电容(C_o)的正极、输出负载(R_o)的正极相连，第二整流二极管(D₂)的阳极和副边整流电路(20)的输入端e、输出滤波电容(C_o)的负极、输出负载(R_o)的负极相连。

本发明的目的是针对宽输入电压范围场合实现高效率和高功率密度的隔离直流变换，为了实现该目的，本发明采用动态调节拓扑结构的方式拓宽变换器的输入电压范围。本发明将传统LLC谐振腔分裂成两条支路，两条支路共用谐振电感，各自含有一个谐振电容和一个变压器，两变压器副边串联，两个变压器一直同时工作，当其中一条支路中谐振电容直流偏置电压为0，而另一条支路中谐振电容直流偏置电压为0.5U_in时，变换器出现了本发明所特有的工作模式，如式(3)所示的电压增益，是式(1)传统全桥LLC变换器的0.75倍、式(2)传统半桥LLC变换器的1.5倍，这可以明显减小单个工作模式的输入电压范围，优化谐振腔参数，提高变压器利用率，降低器件成本，提升变换器的效率和功率密度，满足宽输入电压范围场合高效率和高功率密度的需求。

下面以附图6所示的原边开关网络(10)采用两桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用全桥整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器为例，说明本发明的工作原理。附图6中，L_m1＝L_m2＝2L_m，C_r1＝C_r2＝0.5C_r，n₁＝n₂＝2n。在现有文献中，为了满足功率需求，变换器谐振电容C_r常需多个薄膜电容并联。因此，与现有文献中变换器相比，附图6中的变换器谐振电容体积不会增加。该变换器采用变频控制，低增益工作模式和中增益工作模式下的原边开关管控制策略分别如附图12和附图13所示。

在附图12的低增益工作模式中，附图6所示变换器原边第三开关管(S_P3)驱动u_GSP3保持常关，第四开关管(S_P4)驱动u_GSP4保持常开，第一开关管(S_P1)驱动u_GSP1和第二开关管(S_P2)驱动u_GSP2为占空比50％互补导通。开关网络(10)输出的矩形波电压u_ab、u_ac的正脉冲幅值都为U_in、负脉冲幅值都为0、正负脉冲宽度都为50％，两者相位一致。低增益工作模式下，该变换器可以等效为图2中的传统半桥LLC变换器，电压增益如式(2)所示，此处不再作详细描述。

附图13给出了附图6所示的原边开关网络(10)采用两桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用全桥整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器在中增益工作模式时的典型工作波形。在附图13中，该变换器原边第一开关管(S_P1)驱动u_GSP1和第四开关管(S_P4)驱动u_GSP4保持一致，第二开关管(S_P2)驱动u_GSP2和第三开关管(S_P3)驱动u_GSP3保持一致，u_GSP1和u_GSP2为占空比50％互补导通。开关网络(10)输出的矩形波电压u_ab正负脉冲幅值为±U_in，矩形波电压u_ac正脉冲幅值为U_in、负脉冲幅值为0，u_ab、u_ac正负脉冲宽度都为50％，两者相位一致。

t₀时刻，原边第一开关管(S_P1)和原边第四开关管(S_P4)同时关断，原边四个开关管(S_P1、S_P2、S_P3和S_P4)都处于关断状态，副边电流i_s为0，副边四个整流管(D₁、D₂、D₃和D₄)都不导通，第一变压器的激磁电感(L_m1)、第二变压器的激磁电感(L_m2)与共用谐振电感(L_r)、第一谐振电容(C_r1)、第二谐振电容(C_r2)共同谐振，在此过程中，原边第二开关管(S_P2)和第三开关管(S_P3)漏源极电压降为0，为零电压开通作好准备，输出滤波电容(C_o)向输出负载(R_o)供电，t₀～t₁时间段内的模态等效电路如附图14所示。

t₁时刻，原边第二开关管(S_P2)和第三开关管(S_P3)实现零电压开通，第一变压器的激磁电感(L_m1)、第二变压器的激磁电感(L_m2)被输出(U_o)折射到原边的电压反向箝位，i_m1、i_m2电流线性下降，共用谐振电感(L_r)、第一谐振电容(C_r1)、第二谐振电容(C_r2)共同谐振，输入源(U_in)向谐振腔和负载提供能量，i_Lr1与i_m1的差值与副边的折射电流i_s/n₁相等，i_Lr2与i_m2的差值与副边的折射电流i_s/n₂相等，副边第二整流二极管(D₂)和第三整流二极管(D₃)中流过电流i_s，与输出滤波电容(C_o)共同向输出负载(R_o)供电，t₁～t₂时间段内的模态等效电路如附图15所示。

t₂时刻，谐振电流与激磁电流相等(i_Lr1＝i_m1，i_Lr2＝i_m2)，第二整流二极管(D₂)和第三整流二极管(D₃)实现零电流关断，第一变压器的激磁电感(L_m1)、第二变压器的激磁电感(L_m2)和副边脱开，与共用谐振电感(L_r)、第一谐振电容(C_r1)、第二谐振电容(C_r2)共同谐振，输入源(U_in)向谐振腔存储能量，输出滤波电容(C_o)向输出负载(R_o)供电，t₂～t₃时间段内的模态等效电路如附图16所示。

t₃时刻，原边第二开关管(S_P2)和第三开关管(S_P3)同时关断，下半个开关周期开始，工作过程类似，不再重复叙述。

在附图13的整个工作过程中，第一谐振电容(C_r1)的直流偏置电压为0，第二谐振电容(C_r2)的直流偏置电压为0.5U_in。附图17是变换器在中增益工作模式下的基波等效电路，使用基波分析法推导此时的变换器电压增益，如式(3)所示。中增益工作模式下的电压增益是式(1)传统全桥LLC变换器的0.75倍、式(2)传统半桥LLC变换器的1.5倍。中增益工作模式是本发明所特有的工作模式。

采用低增益和中增益两种工作模式联合控制后，附图6所示变换器的电压增益范围得到了明显的扩展，如附图18所示。由式(2)、式(3)和附图21可知，该变换器在单个工作模式下的输入电压范围M_range≥1.5倍时，就能保证工作模式低增益工作模式和中增益工作模式的增益衔接。因此，两个工作模式下的总输入电压范围可以达到2.25倍以上(1.5M_range)。与现有文献中的变换器相比，附图6所示变换器的总输入电压范围在2.25倍附近时(如某些燃料电池供电场合的2.5倍输入电压范围)，因单个工作模式下的输入电压范围明显变窄，效率表现较佳。

下面以附图9所示的原边开关网络(10)采用三桥臂开关网络、副边整流电路(20)采用全桥整流电路的一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器为例，进一步说明本发明的工作原理。附图9中，L_m1＝L_m2＝2L_m，C_r1＝C_r2＝0.5C_r，n₁＝n₂＝2n。该变换器采用变频控制。与附图6所示变换器相比，附图9所示变换器有三种工作模式，多了一种高增益工作模式，其原边开关管控制策略如附图19所示。图中，该变换器原边第一开关管(S_P1)驱动u_GSP1和第四开关管(S_P4)驱动u_GSP4、第六开关管(S_P6)驱动u_GSP6保持一致，第二开关管(S_P2)驱动u_GSP2和第三开关管(S_P3)驱动u_GSP3、第五开关管(S_P5)驱动u_GSP5保持一致，u_GSP1和u_GSP2为占空比50％互补导通。开关网络(10)输出的矩形波电压u_ab、u_ac的正负脉冲幅值都为±U_in、正负脉冲宽度都为50％，两者相位一致。高增益工作模式下，该变换器可以等效为图1中的传统全桥LLC变换器，电压增益如式(1)所示，此处不再作详细描述。

在中增益工作模式时，该变换器原边第五开关管(S_P5)驱动u_GSP5保持常关，第六开关管(S_P6)驱动u_GSP6保持常开，第一开关管(S_P1)驱动u_GSP1和第四开关管(S_P4)驱动u_GSP4保持一致，第二开关管(S_P2)驱动u_GSP2和第三开关管(S_P3)驱动u_GSP3保持一致，u_GSP1和u_GSP2为占空比50％互补导通。开关网络(10)输出的矩形波电压u_ab正负脉冲幅值为±U_in，矩形波电压u_ac正脉冲幅值为U_in、负脉冲幅值为0，u_ab、u_ac正负脉冲宽度都为50％，两者相位一致。在中增益工作模式下，该变换器可以等效为附图6所示的变换器，电压增益如式(3)所示，此处不再作详细描述。

在低增益工作模式时，该变换器原边第三开关管(S_P3)驱动u_GSP3和第五开关管(S_P5)驱动u_GSP5保持常关，第四开关管(S_P4)驱动u_GSP4和第六开关管(S_P6)驱动u_GSP6保持常开，第一开关管(S_P1)驱动u_GSP1和第二开关管(S_P2)驱动u_GSP2为占空比50％互补导通。开关网络(10)输出的矩形波电压u_ab、u_ac的正脉冲幅值都为U_in、负脉冲幅值都为0、正负脉冲宽度都为50％，两者相位一致。低增益工作模式下，该变换器可以等效为图2中的传统半桥LLC变换器，电压增益如式(2)所示，此处不再作详细描述。

采用三种工作模式联合控制后，附图9所示变换器的电压增益范围得到了明显的扩展，如附图20所示。由式(1)、式(2)、式(3)和附图20可知，该变换器在单个工作模式下的输入电压范围M_range≥1.5倍，就能保证低增益工作模式和中增益工作模式的增益衔接。因此，三个工作模式下的输入电压范围可以达到3倍以上(2M_range)。与现有文献中的变换器相比，附图9所示的变换器的总输入电压范围在3倍时，因单个工作模式下的输入电压范围明显变窄，效率表现较佳。

根据上述两个实施例的描述可知，与现有文献中的变换器相比，本发明功率半导体器件数目较少，原边开关管的驱动电路保持一致，降低了成本；可以明显减小单个工作模式下的输入电压范围，优化谐振腔参数，提升了效率；两个变压器一直同时工作，提高了器件利用率，减小了体积，提升了功率密度，满足了宽输入电压范围场合高效率和高功率密度的需求。

本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代，只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围，均应属于本发明的保护范围。