全桥LLC变换器短路电流控制电路和控制方法与流程

本发明涉及全桥LLC变换器短路电流控制电路和控制方法，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术：

LLC型谐振变换器是一种基于串联谐振改进的三谐振元件变换器，因其可以实现较宽负载范围内的ZVS软开关，本身实现软开关的环流能量较小，在工业界具有较为广泛的应用。LLC变换器的其他优点还包括易于实现变压器的磁集成，无体积较大的输出滤波电感容等。上述优点也符合航空场合对电力电子变换器的普遍追求。

软开关的LLC变换器所具有的高功率密度的优势对于航空应用领域下的应用具有极大的潜力。但是，由于谐振变换器本身所具有的短路能力较差的问题，使得LLC型变换器在该场合下的应用受阻。对于LLC变换器本身而言，在传统调频控制中，短路条件下存在谐振电流峰均比较大、短路电流难以控制的问题。此外，LLC的启动过程与短路过程较为类似，启动时刻输出电容未建立电压相当于短路，电压建立过程中也存在启动冲击电流较大的问题。上述问题使得LLC变换器的可靠性受到严重影响。

目前LLC主要采用频率调制控制(Pulse Frequency Modulation，PFM)，一般将变换器设计工作在谐振频率附近。在额定工作电压附近，PFM可以获得较好的调制效果。但是短路模式下，输出电压降为零。输入电压与输出电压的平衡关系被破坏，又因谐振腔在谐振频率附近具有很小的阻抗。因此需要将开关频率提高至若干倍额定工作频率，以降低谐振电流的峰值。当工作中在这种模式下的LLC变换器，谐振电流将具有比较大的峰均比，带来开关损耗大幅增加。另一方面，由于输出电压的迅速降低，控制器无法给出足够快速的响应，会使得谐振电流出现较大的过冲，这也将严重影响变换器的可靠性。

另一方面，在航空应用场合下，现有技术标准要求DC/DC变换器在短路时可以输出三倍的额定短路电流，这对变换器的短路性能提出了更高标准。若采用全调频控制，谐振电流将具有非常高的峰值和峰均比，因此开关损耗会大幅变高，变换器的可靠性将受到影响。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是：提供全桥LLC变换器短路电流控制电路和控制方法，针对LLC变换器在短路模式下的电流控制和短路的瞬态过程中的谐振电流冲击问题，改善了短路时的瞬态冲击和稳态时的工作性能。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

全桥LLC变换器短路电流控制电路，包括第一比较器、第二比较器、第三比较器、第四比较器、第一数字控制器，第一数字控制器包括第一边沿捕获模块、第一数模转换模块、第一模数转换模块、第一脉宽调制模块；第一比较器的同相输入端为第一电平V_th1，反相输入端为LLC变换器的谐振电流采样信号v_irs，输出信号为U_p1；第二比较器的同相输入端为v_irs，反相输入端为-V_th1，输出信号为U_p2；第三比较器的同相输入端为v_irs，反相输入端为第二电平V_th2，输出信号为U_p3；第四比较器的同相输入端为-V_th2，反相输入端为v_irs，输出信号为U_p4；第一边沿捕获模块的输入分别为U_p1、U_p2、U_p3、U_p4；第一数模转换模块的输出分别为V_th1、-V_th1、V_th2、-V_th2；第一模数转换模块的输入分别为LLC变换器的输入电压调理信号v_ins、LLC变换器的输出电压调理信号v_os；第一脉宽调制模块的输出为第一至第四数字电平G11、G12、G13、G14信号；第一至第四数字电平G11、G12、G13、G14信号分别是LLC变换器第一至第四开关的驱动信号。

作为本发明控制电路的一种优选方案，所述第一电平V_th1大于第二电平V_th2，且都大于零；-V_th1为V_th1的反相，-V_th2为V_th2的反相；V_th1和v_ins之间是减函数关系，V_th1和v_os之间是增函数关系。

全桥LLC变换器短路电流控制方法，根据上述全桥LLC变换器短路电流控制电路实现，当t0时刻，G13变为低电平，G14变为高电平；t1时刻，v_irs与V_th1相等，U_p1变为低电平；在第一边沿捕获模块采样到U_p1变为低电平的时刻，第一脉宽调制模块将G11变为低电平，第一脉宽调制模块将G12变为高电平；t2时刻，v_irs与V_th2相等，U_p2变为低电平，在第一边沿捕获模块采样到U_p2变为低电平的时刻，第一脉宽调制模块将G13变为高电平，第一脉宽调制模块将G14变为低电平；t3时刻，v_irs与-V_th1相等，U_p3变为低电平，在第一边沿捕获模块采样到U_p3变为低电平的时刻，第一脉宽调制模块将G11变为高电平，第一脉宽调制模块将G12变为低电平；t4时刻，v_irs与-V_th2相等，U_p4变为低电平，在第一边沿捕获模块采样U_p4变为低电平时刻，第一脉宽调制模块将G13变为低电平，第一脉宽调制模块将G14变为高电平；全桥LLC变换器短路电流控制电路各部分重复t0、t1、t2、t3、t4的动作，且t0<t1<t2<t3<t4。

全桥LLC变换器短路电流控制电路，包括第五比较器、第六比较器、第七比较器、第八比较器、第一与门、第二与门、第三与门、第四与门、第一或门、第二或门、第三或门、第四或门、第一RS触发器、第二RS触发器、第二数字控制器，第二数字控制器包括第二边沿捕获模块、第二数模转换模块、第二模数转换模块、第二脉宽调制模块；第五比较器的同相输入端为第一电平V_th1，反相输入端为LLC变换器的谐振电流采样信号v_irs，输出信号为*POS_H；第六比较器的同相输入端为v_irs，反相输入端为-V_th1，输出信号为*NEG_H；第七比较器的同相输入端为-V_th2，反相输入端为v_irs，输出信号为*NEG_L；第八比较器的同相输入端为v_irs，反相输入端为第二电平V_th2，输出信号为*POS_L；第二边沿捕获模块的输入分别为*POS_H、*NEG_H、*NEG_L、*POS_L；第二数模转换模块的输出分别为V_th1、-V_th1、V_th2、-V_th2；第二模数转换模块的输入为变换器的输入电压调理信号v_ins、变换器的输出电压调理信号v_os；第二脉宽调制模块的输出分别为第一至第四数字电平DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4和第一至第四数字电平EN1、EN2、EN3、EN4；第一与门的两个输入分别为EN1和*POS_H，第二与门的两个输入分别为EN2和*NEG_H，第三与门的两个输入分别为EN3和*POS_L，第四与门的两个输入分别为EN4和*NEG_L；第一或门的两个输入分别为第一与门的输出信号、DPWM1，第二或门的两个输入分别为第二与门的输出信号、DPWM2，第三或门的两个输入分别为第三与门的输出信号、DPWM3，第四或门的两个输入分别为第四与门的输出信号、DPWM4；第一RS触发器的*R输入为第一或门的输出信号*R_FF1，*S输入为第二或门的输出信号*S_FF1，同相输出Q为G21信号，反相输出*Q为G22信号；第二RS触发器的*R输入为第三或门的输出信号*R_FF2，*S输入为第四或门的输出信号*S_FF2，同相输出Q为G23信号，反相输出*Q为G24信号；G21、G22、G23、G24信号分别是LLC变换器第一至第四开关的驱动信号。

作为本发明控制电路的一种优选方案，所述第一电平V_th1大于第二电平V_th2的电平，且都大于零；-V_th1为V_th1的反相，-V_th2为V_th2的反相；V_th1和v_ins是减函数关系，V_th1和v_os的是增函数关系。

全桥LLC变换器短路电流控制方法，根据上述全桥LLC变换器短路电流控制电路实现，第二脉宽调制模块的输出EN1、EN2、EN3、EN4均为高电平；t0时刻，G23为低电平，G24为高电平；t1时刻，v_irs与V_th1相等，第五比较器的输出*POS_H变为低电平，在第二边沿捕获模块采样*POS_H变为低电平时刻，第二脉宽调制模块将DPWM1变为高电平，第二脉宽调制模块将DPWM2变为低电平；第一RS触发器被*R_FF1触发，G21变为低电平，G22输出高电平；t2时刻，v_irs与V_th2相等，第八比较器的输出*POS_L变为低电平，在第二边沿捕获模块采样得到*POS_L变为低电平时刻，第二脉宽调制模块将DPWM4变为高电平，第二脉宽调制模块将DPWM3变为低电平，第二RS触发器被*S_FF2触发，G24输出低电平，G23输出高电平；t3时刻，v_irs与-V_th1相等，第六比较器的输出*NEG_H变为低电平，在第二边沿捕获模块采样得到*NEG_H的下降沿的时刻，第二脉宽调制模块将DPWM2变为高电平，第二脉宽调制模块将DPWM1变为低电平，第一RS触发器被*S_FF1触发，G22输出低电平关断LLC变换器第二开关，G21输出高电平并开通LLC变换器第一开关；t4时刻，v_irs与-V_th2相等，第七比较器的输出*NEG_L变为低电平，在第二边沿捕获模块采样得到*NEG_L变为低电平时刻，第二脉宽调制模块将DPWM3变为高电平，第二脉宽调制模块将DPWM4变为低电平，第二RS触发器被*R_FF2触发，G23变为低电平关断LLC变换器第三开关，G24变为高电平开通LLC变换器第四开关；全桥LLC变换器短路电流控制电路各部分重复t0、t1、t2、t3、t4的动作，且t0<t1<t2<t3<t4。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1、本发明原边开关管在短路的模式下仍然可以维持原边开关管的软开通。短路模式下，因输出电压很低，励磁电流很小，传统仅调频控制中若仅采用励磁电流抽流，则无法保证实现开关管的ZVS。本发明移相后超前桥臂开关管的ZVS可以通过V_th1保证，滞后桥臂的ZVS可以通过V_th2的保证。因此能够维持原LLC的软开关特性。

2、本发明通过移相降低了谐振电流的峰均比；通过约束滞后桥臂开关管的关断电流，大幅降低滞后桥臂开关管的关断损耗。

3、本发明由于加入了谐振电流i_Lr的反馈，V_th1和V_th2的约束可以抑制谐振电流的冲击电流，防止在短路瞬态过程中出现谐振电流过冲尖峰，影响变换器的可靠性。

4、本发明提出的控制电路2仍然兼容原LLC变换器的PFM和PSM、PFM+PSM控制方法，具有很高的自由度。

附图说明

图1是本发明控制电路和控制方法针对的全桥LLC变换器的主电路示意图。

图2是本发明提出的全桥LLC变换器短路电流控制电路1的原理示意图。

图3是本发明提出的全桥LLC变换器短路电流控制电路2的原理示意图。

图4是本发明提出的控制电路1在工况1下各点关键信号和控制时序的对应关系示意图。

图5是本发明提出的控制电路1在工况2下各点关键信号和控制时序的对应关系示意图。

图6是本发明提出的控制电路2在工况1下各点关键信号和控制时序的对应关系示意图。

图7是本发明提出的控制电路2在工况2下各点关键信号和控制时序的对应关系示意图。

图8是本发明提出的控制电路2实现PFM控制下各点关键信号和控制时序对应关系示意图。

图9是本发明提出的控制电路2实现PFM+PSM控制下各点关键信号和控制时序对应关系示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

如图1所示，本发明控制电路和控制方法针对的全桥LLC变换器的主电路包含如下几个部分：

S1,S2,S3,S4为原边桥臂开关，C_r为谐振电容，L_r为谐振电感，L_m为变压器励磁电感，变压器原副边的匝比为n:1，谐振电感中的电流为i_Lr，谐振电容上的电压为v_Cr；D1,D2,D3,D4为副边整流二极管，C_o为输出滤波电容，R_o为负载电阻；输入电压为V_in，输出电压为V_o。

其中对输入电压进行采样得到V_ins，对输出电压进行采样得到V_os，对谐振电流进行采样并转换成电压信号v_irs。

对直流信号进行采样可采用采样电阻、隔离光耦和运放调理在合理范围，交变的谐振电流采样可以采用电流互感器和运放调理在合理范围。

LLC的传统控制均采用调频控制，对角线开关管S1与S4、S2与S3的驱动信号一致且两组信号互补，占空比均为0.5。仅采用直接调频控制在桥臂AB之间只能产生V_AB＝+V_in和-V_in的两种电平。正常工作输出电压下，输出增益接近1。直接调频控制产生的电平与输出电压折射到变压器原边的电压共同作为激励源激励谐振腔L_r和C_r谐振，二者的电压差较低。当短路发生时，输出电压接近为零。二者的电压差很高，使得短路下谐振电流具有很高的变化斜率。因此直接调频控制在此工况下，谐振电流接近为三角波，且具有很高的峰均比。

本发明控制方法中主要采用移相控制手段，通过加入谐振电流反馈与给定的基准比较产生控制桥臂开关的移相时序。当桥臂移相时，S1和S4或S2和S3分别同时导通，它们产生的电压V_AB＝0。因此变换器短路时，工作在移相模式下，可以平滑谐振电流的峰均比。为了保证移相后滞后桥臂(S3和S4)的零电压开通(ZVS)，S3和S4的关断电流不能低于维持开关管ZVS的最小电流。这是通过设定V_th2的值来实现的。为了短路输出电流的大小，通过设定V_th1的值可以控制谐振电流的幅值。因此二者的结合可以控制短路电流的输出，并保持变换器的ZVS软开关特性。另一方面在短路发生的瞬态过程，当输出电压迅速跌落时，通过设定V_th1限制谐振电流瞬间冲击，进一步保证变换器的可靠工作。

如图2所示，本发明提出的全桥LLC变换器短路电流控制电路1包含如下几个部分：

CP11、CP12、CP13、CP14为比较器，其中：CP11的同相输入端为电平V_th1，反相输入端为谐振电流采样信号v_irs，CP11的输出信号为U_p1；CP12的同相输入端为v_irs，反相输入端为-V_th1，CP12的输出信号为U_p2；CP13的同相输入端为v_irs，反相输入端为V_th2，CP13的输出信号为U_p3；CP14的同相输入端为-V_th2，反相输入端为v_irs，CP14的输出信号为U_p4。

DSP1为数字控制器，包括模拟到数字转换模块AD1，数字到模拟转换模块DA1，边沿捕获模块CAP1，脉宽调制模块PWM1。AD1模块采样V_os、V_ins；DA1模块产生信号V_th1、V_th2；CAP1模块采样U_p1、U_p2、U_p3、U_p4的下降沿；PWM1模块产生驱动信号并经过隔离放大后产生G11、G12、G13、G14分别作为主电路开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号。

如图3所示，本发明提出的全桥LLC变换器短路电流控制电路2包含如下几个部分：

CP21、CP22、CP23、CP24为比较器，其中：CP21的同相输入端为电平V_th1，反相输入端为谐振电流采样信号v_irs，CP21的输出信号为*POS_H；CP22的同相输入端为v_irs，反相输入端为-V_th1，CP22的输出信号为*NEG_H；CP23的同相输入端为-V_th2，反相输入端为v_irs，CP23的输出信号为*NEG_L；CP24的同相输入端为v_irs，反相输入端为V_th2，CP24的输出信号为*POS_L。

AND1、AND2、AND3、AND4为与门，OR1、OR2、OR3、OR4为或门，其中：AND1的两个输入分别为EN1和*POS_H，AND2的两个输入分别为EN2和*NEG_H，AND3的两个输入分别为EN3和*NEG_L，AND4的两个输入分别为EN4和*POS_L。OR1的两个输入分别为AND1的输出信号和DPWM1，OR2的输入分别为AND2的输出信号和DPWM2，OR3的输入分别为AND3的输出信号和DPWM3，OR4的输入分别为AND4的输出信号和DPWM4。

FF1、FF2为与门构成的RS触发器，它们的输入信号的低电平有效，其中：FF1的*R输入为OR1的输出，*S输入为OR2的输出，FF1的同相输出Q为G21信号，反相输出*Q为G22信号；FF2的*R输入为OR3的输出，*S输入为OR4的输出，FF2的同相输出Q为G23信号，反相输出*Q为G24信号。

DSP2为数字控制器，包括模拟到数字转换模块AD2，数字到模拟转换模块DA2，边沿捕获模块CAP2，脉宽调制模块PWM2。AD2模块采样V_os、V_ins；DA2模块产生信号V_th1、V_th2；CAP2模块采样*POSH、*NEGH、*POSL、*NEGL的下降沿；PWM2模块产生信号EN1、EN2、EN3、EN4、DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4。

如图4和图5分别为工况1和工况2下的谐振电流采样信号v_irs和控制电路1关键点输出：

两种工况中，v_irs为谐振电感电流i_Lr采样电压信号，谐振电流i_Lr包含励磁电流i_Lm成分对应的电压信号为v_im；U_p1为谐振电流采样与电平V_th1比较后的输出；U_p2为谐振电流采样与电平V_th2比较后的输出；U_p3为谐振电流采样与电平-V_th1比较后的输出；U_p4为谐振电流采样与电平-V_th2比较后的输出。

结合图2和图4所示，描述控制电路1在工况1下的工作原理如下：

t0时刻，G13变为低电平，G14变为高电平，桥臂开关S1和S4导通，V_AB＝+V_in，谐振电流正向增大；t1时刻，当谐振电流采样值v_irs达到设定的基准V_th1，v_irs与V_th1相等时，比较器CP11输出U_p1变为低电平，控制器DSP1采样得到U_p1的下降沿，将G11变为低电平关断开关S1，将G12变为高电平开通S2，变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流变小，在t1时刻的谐振电流协助开关S2的结电容抽流并迫使S2的体二极管导通，因此S2的开通为ZVS；t2时刻，当谐振电流采样v_irs与V_th2相等时，比较器CP12输出U_p2变为低电平，控制器采样得到U_p2的下降沿，将G13变为高电平开通S3，将G14变为低电平关断S4，t2时刻的谐振电流协助开关S4的结电容抽流并迫使体二极管导通，因此S3的开通为ZVS；S4关断后，V_AB＝+Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流会迅速下降，直至在t21时刻二者相等，随后谐振电流反向增大进入负半周期；t2时刻开始与正半周期t0时刻开始类似，t2至t3时刻励磁电流反向增大，V_AB＝-Vin，当t3时刻v_irs与-V_th1相等时，比较器CP13输出U_p3变为低电平，控制器采样得到U_p3的下降沿，G11变为高电平开通S1，G12变为低电平关断开关S2，变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流的绝对值变小，在t3时刻的谐振电流协助开关S1的结电容抽流并迫使体二极管导通，因此S1的开通为ZVS；同理，在t4时刻，当谐振电流采样v_irs与-V_th2相等时，比较器CP14输出U_p4变为低电平，控制器采样得到U_p4的下降沿，将G13变为低电平关断S3，将G14变为高电平开通S4，t4时刻的谐振电流协助开关S4的结电容抽流并迫使体二极管导通，因此S4的开通为ZVS；S3关断后，V_AB＝+Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流绝对值会迅速下降直至在t41时刻二者相等，随后谐振电流正向向增大进入正半周期。

结合图2和图5所示，描述控制电路1在工况2下的工作原理如下：

t0时刻，G13变为低电平，G14变为高电平，桥臂开关S1和S4导通，V_AB＝+V_in，谐振电流正向增大；t1时刻，当谐振电流采样值v_irs达到设定的基准V_th1，v_irs与V_th1相等时，比较器CP11输出U_p1变为低电平，控制器DSP1采样得到U_p1的下降沿，将G11变为低电平关断开关S1，将G12变为高电平开通S2，变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流继续正弦变化，在t1时刻的谐振电流协助开关S2的结电容抽流并迫使S2的体二极管导通，因此S2的开通为ZVS；t2时刻，当谐振电流采样v_irs与V_th2相等时，比较器CP12输出U_p2变为低电平，控制器采样得到U_p2的下降沿，将G13变为高电平开通S3，将G14变为低电平关断S4，t2时刻的谐振电流协助开关S4的结电容抽流并迫使体二极管导通，因此S3的开通为ZVS；S4关断后，V_AB＝+Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流会迅速下降，直至在t21时刻二者相等，随后谐振电流反向增大进入负半周期；t2时刻开始与正半周期t0时刻开始类似，t2至t3时刻励磁电流反向增大，V_AB＝-Vin，当t3时刻v_irs与-V_th1相等时，比较器CP13输出U_p3变为低电平，控制器采样得到U_p3的下降沿，G11变为高电平开通S1，G12变为低电平关断开关S2，变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流的继续正弦变化，在t3时刻的谐振电流协助开关S1的结电容抽流并迫使体二极管导通，因此S1的开通为ZVS；同理，在t4时刻，当谐振电流采样v_irs与-V_th2相等时，比较器CP14输出U_p4变为低电平，控制器采样得到U_p4的下降沿，将G13变为低电平关断S3，将G14变为高电平开通S4，t4时刻的谐振电流协助开关S4的结电容抽流并迫使体二极管导通，因此S4的开通为ZVS；S3关断后，V_AB＝+Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流绝对值会迅速下降直至在t41时刻二者相等，随后谐振电流正向向增大进入正半周期。

工况1和工况2是变换器两种可能的工作模态；当短路时，输出电压增益较低，接近为零，控制电路工作在工况2下。当输出电压增益较高时，输出电压增益变高，变换器会逐渐向工况1下变化，此时控制电路仍然可以工作。

结合图3和图6所示，描述控制电路2在工况1下的工作原理如下：

t0时刻，G23变为低电平，G24变为高电平，桥臂开关S1和S4导通，V_AB＝+V_in，谐振电流正向增大；t1时刻，当谐振电流采样值v_irs达到设定的基准V_th1，v_irs与V_th1相等时，比较器CP21输出*POS_H变为低电平，控制器DSP2采样得到*POS_H的下降沿，将DPWM1变为高电平，将DPWM2变为低电平等待下次比较触发。同时*R_FF1触发FF1使得G21输出低电平关断S1，使G22输出高电平开通S2。变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流变小，在t1时刻的谐振电流协助开关S2的结电容抽流并迫使S2的体二极管导通，因此S2的开通为ZVS。

t2时刻，当谐振电流采样v_irs与V_th2相等时，比较器CP24输出*POS_L变为低电平，DSP控制器采样得到*POS_L的下降沿，将DPWM4变为高电平，将DPWM3变为低电平，同时*S_FF2触发FF2使得G24输出低电平关断S4，使G23输出高电平开通S3。t2时刻的谐振电流协助开关S3的结电容抽流并迫使S3的体二极管导通，因此S3的开通为ZVS；S4关断后V_AB＝-Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流会迅速下降，直至在t21时刻二者相等，随后谐振电流反向增大进入负半周期；t2时刻开始与正半周期t0时刻开始类似，t2至t3时刻励磁电流反向增大，V_AB＝-Vin，当t3时刻v_irs与-V_th1相等时，比较器CP22输出*NEG_H变为低电平，DSP2控制器采样得到*NEG_H的下降沿，将DPWM2变为高电平，将DPWM1变为低电平等待下次比较触发。同时*S_FF1触发FF1使得G22输出低电平关断S2，使G21输出高电平开通S1。变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流的绝对值变小，在t3时刻的谐振电流协助开关S1的结电容抽流并迫使S1的体二极管导通，因此S1的开通为ZVS。

同理，在t4时刻，当谐振电流采样v_irs与-V_th2相等时，比较器CP23输出*NEG_L变为低电平，DSP控制器采样得到*NEG_L的下降沿，将DPWM3变为高电平，将DPWM4变为低电平等待下次比较触发。同时*R_FF2触发FF2使得G23输出低电平关断S3，使G24输出高电平开通S4。t4时刻的谐振电流协助开关S4的结电容抽流并迫使S4的体二极管导通，因此S4的开通为ZVS；S3关断后，V_AB＝+Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流绝对值会迅速下降直至在t41时刻二者相等，随后谐振电流正向向增大进入正半周期。

上述说明可以获知，V_th1的作用是控制谐振电流的幅值和大小，从而控制了输出电流的大小；V_th2的作用是保证滞后桥臂S3和S4的关断电流实现它们的ZVS软开关。DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的翻转是根据采样*POS_H、*NEG_H、*POS_L、*NEG_L获得的，保证谐振电流和比较器的比较产生的信号为低电平有效的窄脉冲，可靠触发产生G21、G22、G23、G24信号，避免在单个周期内出现多次触发器翻转，以及避免触发器*R和*S引脚同时为低电平引起触发器输出不可控的情形。EN1、EN2、EN3、EN4的作用是选择是否禁用比较逻辑的输出，使得控制电路2也可兼容地工作在PFM模式下。

结合图3和图7所示，描述控制电路2在工况2下的工作原理如下：

t0时刻，G23变为低电平，G24变为高电平，桥臂开关S1和S4导通，V_AB＝+V_in，谐振电流正向增大；t1时刻，当谐振电流采样值v_irs达到设定的基准V_th1，v_irs与V_th1相等时，比较器CP21输出*POS_H变为低电平，控制器DSP2采样得到*POS_H的下降沿，将DPWM1变为高电平，将DPWM2变为低电平等待下次比较触发。同时*R_FF1触发FF1使得G21输出低电平关断S1，使G22输出高电平开通S2。变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流继续以正弦变化(先变大后变小)，在t1时刻的谐振电流协助开关S2的结电容抽流并迫使S2的体二极管导通，因此S2的开通为ZVS。

t2时刻，当谐振电流采样v_irs与V_th2相等时，比较器CP24输出*POS_L变为低电平，DSP控制器采样得到*POS_L的下降沿，将DPWM4变为高电平，将DPWM3变为低电平，同时*S_FF2触发FF2使得G24输出低电平关断S4，使G23输出高电平开通S3。t2时刻的谐振电流协助开关S3的结电容抽流并迫使S3的体二极管导通，因此S3的开通为ZVS；S4关断后V_AB＝-Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流会迅速下降，直至在t21时刻二者相等，随后谐振电流反向增大进入负半周期；t2时刻开始与正半周期t0时刻开始类似，t2至t3时刻励磁电流反向增大，V_AB＝-Vin，当t3时刻v_irs与-V_th1相等时，比较器CP22输出*NEG_H变为低电平，DSP控制器采样得到*NEG_H的下降沿，将DPWM2变为高电平，将DPWM1变为低电平等待下次比较触发。同时*S_FF1触发FF1使得G22输出低电平关断S2，使G21输出高电平开通S1。变换器进入移相模式且V_AB＝0，谐振电流继续以正弦变化(绝对值先变大后变小)，在t3时刻的谐振电流协助开关S1的结电容抽流并迫使S1的体二极管导通，因此S1的开通为ZVS。

同理，在t4时刻，当谐振电流采样v_irs与-V_th2相等时，比较器CP23输出*NEG_L变为低电平，DSP控制器采样得到*NEG_L的下降沿，将DPWM3变为高电平，将DPWM4变为低电平等待下次比较触发。同时*R_FF2触发FF2使得G23输出低电平关断S3，使G24输出高电平开通S4。t4时刻的谐振电流协助开关S4的结电容抽流并迫使S4的体二极管导通，因此S4的开通为ZVS；S3关断后，V_AB＝+Vin，因谐振电流略大于励磁电流，谐振电流绝对值会迅速下降直至在t41时刻二者相等，随后谐振电流正向向增大进入正半周期。

上述说明可以获知，V_th1的作用是控制谐振电流的幅值和大小，从而控制了输出电流的大小；V_th2的作用是保证滞后桥臂S3和S4的关断电流实现它们的ZVS软开关。DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的翻转是根据采样*POS_H、*NEG_H、*POS_L、*NEG_L获得的，保证谐振电流和比较器的比较产生的信号为低电平有效的窄脉冲，可靠触发产生G21、G22、G23、G24信号，避免在单个周期内出现多次触发器翻转，以及避免触发器*R和*S引脚同时为低电平引起触发器输出不可控的情形。EN1、EN2、EN3、EN4的作用是选择是否禁用比较逻辑的输出，使得控制电路2也可兼容地工作在PFM模式下。

结合图8和图9所示，描述控制电路2在PFM模式和主动移相模式下的工作原理：

通过DSP将EN1、EN2、EN3、EN4拉为低电平，控制电路2将可以工作在PFM模式或者主动移相模式。

调频控制(PFM模式，图8)：如图8，通过DSP将EN1、EN2、EN3、EN4全部输出低电平而禁用被动移相。通过DSP输出低电平脉宽占空比小于0.5的DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4。其中DPWM1和DPWM4相同，DPWM2和DPWM3相同。DPWM1和DPWM2的下降沿相差180度。因此由图3中的逻辑门结构可知，*R_FF1、*S_FF1、*R_FF2、*S_FF2分别和DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4一致，因此FF1和FF2的输出G21、G24同相位，G22、G23同相位；G21和G22互补。通过控制DSP的输出DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的频率，可以实现调频控制(PFM)。

调频控制+主动移相控制(PFM+PSM模式，图9)：如图9，通过DSP将EN1、EN2、EN3、EN4全部输出低电平而禁用被动移相。通过DSP输出低电平脉宽占空比小于0.5的DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4。其中DPWM1与DPWM4的下降沿相差DPWM2和DPWM3相差DPWM1和DPWM2的下降沿相差180度，DPWM3和DPWM4的下降沿相差180度。因此由图3中的逻辑门结构可知，*R_FF1、*S_FF1、*R_FF2、*S_FF2分别和DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4一致，因此FF1和FF2的输出G21、G22互补输出，G23、G24互补输出；G21、G24移相G22、G23移相通过控制DSP的输出DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM4的频率，可以实现调频控制(PFM)；通过控制角，可以控制他们的相位。

控制电路1和控制电路2的关系：

对于控制电路1而言，是一种容易实现的方式，不论数字控制器的内部架构和软件部分如何，按照工况1(图4)和工况2(图5)产生所示的驱动时序，可实现对短路谐振电流和输出电流的控制。

对于控制电路2而言，控制电路2是针对控制电路1的一种硬件实现。高速逻辑门阵列结构可以降低DSP数字控制器内部因采样和计算等传输带来的延迟，提高控制精度。此外，控制电路2的硬件结构仍然可以兼容原有LLC变换器PFM控制、主动移相控制PSM、PFM+PSM控制，具有较高的控制自由度。

通过上述分析，本方案可在LLC短路时通过移相降低了其峰均比，通过反馈谐振电流约束开通关断抑制了瞬态冲击并保持了开关的ZVS。通过控制V_th1和V_th2可以实现对短路下，谐振电流和输出电流大小的控制。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。