一种三电平全桥直流变换装置的制作方法

本发明涉及一种直流-直流电能变换装置，具体涉及适用于高压、大功率应用场合的一种三电平全桥直流变换装置。

背景技术：

近年来，电力电子技术在现代工业社会中的应用越来越广泛，对电能变换装置的要求也越来越高，高效、高可靠性、高功率密度和低成本已经成为电力电子技术发展的主要趋势。在很多场合，如三相功率因数校正变换器、船舶电气、高速铁路电气、轨道交通电气等，它们的输入或输出电压都较高，且一般都需要电气隔离，如果采用传统的隔离型变换器，如正激、反激、推挽、半桥和全桥等，则需要选择高电压定额的开关管。高压的MOSFET开关管，通态电阻大，导通损耗大，不利于提高变换器效率；高压的IGBT开关管，电流拖尾现象严重，限制开关频率的提高，不利于减小变压器和滤波器的体积、重量和成本；开关管串联，需要较复杂的电路和控制来保证串联开关管之间较好同步控制和均压。

因此，适用于高压大功率应用场合的隔离型直流变换器依然是当前电力电子技术领域的研究热点之一，亟需相应地解决方案或措施来满足工业发展的进一步需求。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明提出了一种三电平全桥直流变换装置。本发明的三电平全桥直流变换装置具有高频电气隔离功能，并将低电压定额、可快速开关的器件应用到高压、大功率领域，从而大大降低了装置的体积、重量和成本，并提高了可靠性。本发明的变压器副边整流侧采用带有箝位二极管和飞跨电容的三电平结构，可以对二极管电压进行箝位，有效抑制二极管上的电压尖峰和振荡，且不需要额外增加损耗和体积都较大的吸收电路。此外，本发明还有利于减小电路中的占空比丢失，提高直流电压利用率，在轻载情况下，还可实现开关管的零电流开关，提高装置的效率。

具体而言，本发明提供了一种三电平全桥直流变换装置，所述三电平直流变换装置包括：第一输入分压电容C_in1、第二输入分压电容C_in2、第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃、第四开关管Q₄、第五开关管Q₅、第六开关管Q₆、第七开关管Q₇、第八开关管Q₈；第一整流二极管D_R1、第二整流二极管D_R2、第三整流二极管D_R3、第四整流二极管D_R4、第五整流二极管D_R5、第六整流二极管D_R6、第七整流二极管D_R7、第八整流二极管D_R8、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4、第五箝位二极管D_c5、第六箝位二极管D_c6、第七箝位二极管D_c7、第八箝位二极管D_c8、第一飞跨电容C_ss1和第二飞跨电容C_ss2、隔直电容C_b、谐振电感L_r、变压器T、第一滤波电感L_f1、第二滤波电感L_f2、第一输出分压电容C_o1和第二输出分压电容C_o2，

其特征在于，所述第一输入分压电容C_in1和第二输入分压电容C_in2串联连接在直流输入电压U_in之间，其中点为O，所述第一输入分压电容C_in1的正极和负极分别连接在直流输入电压U_in正极与中点O之间，所述第二输入分压电容C_in2的正极和负极连接在中点O与直流输入电压U_in负极之间，所述直流输入电压U_in正极还连接至第一开关管Q₁的集电极和第五开关管Q₅的集电极，所述直流输入电压U_in负极还连接至第四开关管Q₄的发射极和第八开关管Q₈的发射极，所述第一开关管Q₁的发射极分别连接至第二开关管Q₂的集电极和第一箝位二极管D_c1的阴极，所述第五开关管Q₅的发射极分别连接至所述第六开关管Q₆的集电极和所述第三箝位二极管D_c3的阴极，所述第一箝位二极管D_c1的阳极、第二箝位二极管D_c2的阴极、第三箝位二极管D_c3的阳极和第四箝位二极管D_c4的阴极都连接至中点O，所述第二开关管Q₂的发射极分别连接至第三开关管Q₃的集电极和谐振电感L_r的第一端，谐振电感L_r的第二端连接至变压器T的原边第一端，所述第六开关管Q₆的发射极分别连接至第七开关管Q₇的集电极和隔直电容C_b的第一端，隔直电容C_b的第二端连接至变压器T的原边第二端，所述第三开关管Q₃的发射极分别连接至第二箝位二极管D_c2的阳极和第四开关管Q₄的集电极，所述第七开关管Q₇的发射极分别连接至第四箝位二极管D_c4的阳极和第八开关管Q₈集电极，

变压器T的副边第一端分别连接至第二整流二极管D_R2阳极和第三整流二极管D_R3的阴极，变压器T的副边第二端分别连接至第六整流二极管D_R6的阳极和第七整流二极管D_R7的阴极，第二整流二极管D_R2的阴极分别连接至第一整流二极管D_R1的阳极、第五箝位二极管D_c5的阴极和第一飞跨电容C_ss1的正极，第六整流二极管D_R6的阴极分别连接至第五整流二极管D_R5的阳极、第七箝位二极管D_c7的阴极和第二飞跨电容C_ss2的正极，第一整流二极管D_R1的阴极和第五整流二极管D_R5的阴极共同连接至第一滤波电感L_f1的第一端，第一滤波电感L_f1的第二端连接至第一输出分压电容C_o1的正极，并作为输出端U_o的正极，第一输出分压电容C_o1的负极分别连接至第二输出分压电容C_o2的正极、第五箝位二极管D_c5的阳极、第六箝位二极管D_c6的阴极、第七箝位二极管D_c7的阳极和第八箝位二极管D_c8的阴极，并作为输出端U_o的中点，第三整流二极管D_R3的阳极分别连接至第四整流二极管D_R4的阴极、第六箝位二极管D_c6的阳极和第一飞跨电容C_ss1的负极，第七整流二极管D_R7的阳极分别连接至第八整流二极管D_R8的阴极、第八箝位二极管D_c8的阳极和第二飞跨电容C_ss2的负极，第四整流二极管D_R4的阳极和第八整流二极管D_R8的阳极共同连接至第二滤波电感L_f2的第一端，第二滤波电感L_f2的第二端连接至第二输出分压电容C_o2的负极，并作为输出端U_o的负极，

其中第一输入分压电容C_in1和第二输入分压电容C_in2的容值相等，第一分压输出电容C_o1和第二分压输出电容C_o2的容值相等，第一飞跨电容C_ss1和第二飞跨电容C_ss2容值相等，第一滤波电感L_f1和第二滤波电感L_f2的感值相等，且可以采用耦合电感的形式。

在一种优选实现方式中，所述三电平全桥直流变换装置还包含连接在第一箝位二极管D_c1阴极和第二箝位二极管D_c2阳极两端的飞跨电容，以及连接在第三箝位二极管D_c3阴极和第四箝位二极管D_c4阳极两端的飞跨电容。

在一种优选实现方式中(即，这里提出了一种上述三电平全桥直流变换装置的控制方法)，可以采用下述方式对本发明的三电平全桥直流变换装置的原边开关管进行控制：

(1)、分别将用于控制第一至第八开关管的控制信号G₁、G₂、……、G₈输送至三电平全桥直流变换装置中相应开关管Q₁、Q₂、……、Q₈，其中，控制信号G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间固定为小于1/2开关周期的一预定时间段——固定时间T_固，控制信号G₁、G₄、G₅、G₈的最大导通时间小于所述固定时间T_固；

(2)、设置所述控制信号G₂、G₃、G₆、G₇使得内管第二开关管Q₂和第三开关管Q₃互补导通，第六开关管Q₆和第七开关管Q₇互补导通；

(3)、设置所述控制信号G₁、G₂、……、G₈使得第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第七开关管Q₇和第八开关管Q₈同时导通，第三开关管Q₃、第三开关管Q₄、第五开关管Q₅和第六开关管Q₆同时导通；

(4)、设置所述控制信号G₄与G₁的开通时刻相差1/2个开关周期，G₅与G₈的开通时刻相差1/2个开关周期，G₂与G₃的开通时刻相差1/2个开关周期，G₆与G₇的开通时刻相差1/2个开关周期；

(5)、采样获得直流输入电压U_in正极与中点O之间的第一电容电压u_Cin1以及中点O与直流输入电压U_in负极之间的第二电容电压u_Cin2；

(6)、判断第一电容电压u_Cin1与第二电容电压u_Cin2之间的大小关系；

(7)、当u_Cin1>u_Cin2时，同时增加控制信号G₁和G₈的导通时间，或者同时减少控制信号G₄和G₅的导通时间，导通时间变化量Δt＝Δv×(kp+ki/s)，其中，Δv为u_Cin1和u_Cin2的电压偏差，其等于u_Cin1–u_Cin2，对输入电容电压偏差Δv进行比例积分，kp和ki为对输入电容电压偏差Δv进行比例积分所采用的比例和积分系数；

(8)、当u_Cin1<u_Cin2时，同时减小控制信号G₁和G₈的导通时间，或者同时增加控制信号G₄和G₅的导通时间，导通时间变化量同样为Δt＝Δv×(kp+ki/s)；

(9)、控制信号G₁和G₈的导通时间等于T_on+Δt，控制信号G₄和G₅的导通时间等于T_on–Δt，其中，T_on由输出电压给定与输出电压反馈的误差调节信号得到，大小为T_on＝(U_oref–U_of)×(kp₁+ki₁/s)，其中U_oref为输出电压给定信号，U_of为输出电压U_o的采样反馈信号，其中，对输出电压给定与输出电压反馈的误差进行比例积分，kp₁和ki₁为对输出电压给定与输出电压反馈的误差进行比例积分所采用的比例和积分系数；

(10)、对控制信号G₁、G₄、G₅、G₈最终导通时间进行限幅，保证导通时间都一直小于控制信号G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间。

若采用这种控制方式，可以省去连接在第一箝位二极管D_c1阴极和第二箝位二极管D_c2阳极两端的飞跨电容，以及连接在第三箝位二极管D_c3阴极和第四箝位二极管D_c4阳极两端的飞跨电容。如果不采用上述控制方式，则在这两个位置处需要安装飞跨电容，既使体积变大，又增加成本。由于本发明是应用于高压领域，这种飞跨电容需要占用体积和成本都很高。

本发明的三电平全桥直流变换装置的优点在于：

(1)变压器副边整流侧可直接采用低压二极管实现高压输出，且同时消除直接串联二极管因反向恢复不一致导致的不均压问题；

(2)开关周期大部分时间内，副边整流二极管被副边飞跨电容箝位，无需额外增加辅助电路就可消除二极管上的电压振荡和尖峰，有利于减小体积和提高变换效率；

(3)副边整流桥输出电压有一定的直流偏置，较常规整流电路可以输出更高的电压，且输出滤波电感上的电流脉动也更小，因此有利于提高装置的直流电压利用率和功率密度，从而减小装置的体积和重量；

(4)由于整流桥输出电压直流偏置和谐振电感的存在，变压器原边开关管可以近似实现零电流的开关工作，减小变换器的开关损耗。

附图说明

图1是本发明一个实施例的三电平全桥直流变换装置的主电路图；

图2是驱动本发明实施例的一种驱动控制信号时序图；

图3是图2所示驱动控制信号中导通时间调节的控制示意图；

图4是本发明实施例的整流二极管两端电压和谐振电感电流的波形；

图5是本发明实施例与传统变换装置在相同驱动控制信号下整流二极管两端电压比较波形；

图6是本发明实施例与传统变换装置在相同驱动控制信号下滤波电感电流比较波形；

图7是本发明实施例与传统变换装置在相同驱动控制信号下输出电压比较波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

图1是本发明一个实施例的三电平全桥直流变换装置的主电路图。如图1所示，本实施例中的三电平全桥直流变换装置包括：第一输入分压电容C_in1、第二输入分压电容C_in2、第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管Q₃、第四开关管Q₄、第五开关管Q₅、第六开关管Q₆、第七开关管Q₇、第八开关管Q₈；第一整流二极管D_R1、第二整流二极管D_R2、第三整流二极管D_R3、第四整流二极管D_R4、第五整流二极管D_R5、第六整流二极管D_R6、第七整流二极管D_R7、第八整流二极管D_R8、第一箝位二极管D_c1、第二箝位二极管D_c2、第三箝位二极管D_c3、第四箝位二极管D_c4、第五箝位二极管D_c5、第六箝位二极管D_c6、第七箝位二极管D_c7、第八箝位二极管D_c8、第一飞跨电容C_ss1和第二飞跨电容C_ss2、隔直电容C_b；谐振电感L_r、变压器T、第一滤波电感L_f1、第二滤波电感L_f2、第一输出分压电容C_o1和第二输出分压电容C_o2。其中，第一至第四开关管Q₁～Q₄、第一箝位二极管D_c1和第二箝位二极管D_c2构成第一个开关管三电平桥臂，第五至第八开关管Q₅～Q₈、第三箝位二极管D_c3和第四箝位二极管构成第二个开关管三电平桥臂，第一至第四整流二极管D_R1～D_R4、第五箝位二极管D_c5、第六箝位二极管D_c6和第一飞跨电容C_ss1构成第一个二极管三电平桥臂，第五至第八整流二极管D_R5～D_R8、第七箝位二极管D_c7、第八箝位二极管D_c8和第二飞跨电容C_ss2构成第二个二极管三电平桥臂。在本实施例中，第一输入分压电容C_in1和第二输入分压电容C_in2的容值相等，第一分压输出电容C_o1和第二分压输出电容C_o2的容值相等，第一飞跨电容C_ss1和第二飞跨电容C_ss2容值相等，第一滤波电感L_f1和第二滤波电感L_f2的感值相等。

图2示出了本发明实施例中的驱动控制信号的时序图，其中G₁、G₂、……、G₈分别为输送至三电平全桥直流变换装置中相应开关管Q₁、Q₂、……、Q₈的驱动控制信号，其中Q₁、Q₄、Q₅和Q₈为装置中的外管，Q₂、Q₃、Q₆和Q₇为装置中的内管。图2所示驱动控制信号的具体时序为：G₁与G₂同时开通，G₁较G₂提前关断，即G₁与G₂上升沿重合，G₁较G₂下降沿超前，类似的，G₄与G₃上升沿重合，G₄较G₃下降沿超前，G₅与G₆上升沿重合，G₅较G₆下降沿超前，G₈与G₇上升沿重合，G₈较G₇下降沿超前。图2中驱动控制信号G₁、G₂、G₇、G₈同样为同时开通，上升沿重合，驱动控制信号G₃、G₄、G₅、G₆为同时开通，上升沿重合，且满足G₄与G₁的开通时刻相差1/2个开关周期，G₅与G₈的开通时刻相差1/2个开关周期，G₂与G₃的开通时刻相差1/2个开关周期，G₆与G₇的开通时刻相差1/2个开关周期。此外，图2所示控制信号还满足G₂和G₃互补导通，即G₂为高电平时，G₃必为低电平，G₂为低电平时，G₃必为高电平，不存在G₂和G₃同为高电平的时间，类似的，G₆和G₇也互补导通。图2所示控制信号中，G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间为T_固，为一小于1/2开关周期的固定值，G₁、G₄、G₅、G₈的导通时间由两部分组成，一部分为T_on，另一部分为图中阴影区域部分所示的Δt，即最终导通时间等于T_on+Δt或T_on–Δt，需要说明的是，G₁、G₄、G₅、G₈的最终导通时间依然需要保证小于G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间为T_固。

图3是图2所示驱动控制信号中导通时间调节的控制示意图，由于图2中已述内管驱动控制信号G₂、G₃、G₆、G₇的导通时间固定为T_固，因此图3中只给出外管驱动控制信号G₁、G₄、G₅、G₈导通时间调节的示意图。图3中，驱动控制信号G₁、G₄、G₅、G₈导通时间由两部分组成，一部分由输出电压给定和反馈的误差经过输出电压反馈比例积分控制器得到，记为T_on＝(U_oref–U_of)×(kp₁+ki₁/s)，其中U_oref为输出电压给定信号，U_of为输出电压U_o的采样反馈信号，kp₁和ki₁为输出电压反馈比例积分控制器的比例和积分系数；G₁、G₄、G₅、G₈导通时间的另一部分是由电容电压偏差Δv＝u_Cin1–u_Cin2经电容电压偏差比例积分控制器得到，记为Δt＝Δv×(kp+ki/s)，其中kp和ki为电容电压偏差比例积分控制器中的比例和积分系数。图3中控制信号G₁、G₈最终的导通时间记为T_on1＝T_on+Δt，G₄、G₅最终的导通时间记为T_on2＝T_on–Δt。为了保证器件的均压性能，T_on1和T_on2还需进行限幅处理，保证其最大值都小于G₂、G₃、G₆、G₇的固定导通时间T_固。

图4是本发明实施例在图2所示驱动控制信号下的主要工作波形，其中i_Lr为谐振电感电流，V_DR3为副边整流二极管D_R3阴极对阳极的电压，V_DR4为副边整流二极管D_R4阴极对阳极的电压。可以看出，串联的两个整流二极管上电压振荡尖峰较小，且电压应力基本一致。下面结合图4，简要介绍本实施例的工作过程。在t₀时刻，对管Q₁和Q₈、Q₂和Q₇全部导通，输入电压减去飞跨电容电压加在谐振电感两端，谐振电感电流线性上升，此时负载电流由谐振电感电流和副边飞跨电容放电电流共同提供；在t₁时刻，谐振电感电流大于负载电流，并开始与副边飞跨电容C_ss1、C_ss2、整流二极管D_R3～D_R6的结电容谐振工作；在t₂时刻，上述谐振过程的谐振电流到零，飞跨电容退出谐振过程，但谐振电感与整流二极管的结电容继续谐振工作，谐振频率较高，但由于飞跨电容的箝位作用，整流二极管上的振荡电压同样被箝位，承受的应力较低；在t₃时刻，外管Q₁和Q₈关断，飞跨电容电压加在谐振电感两端，谐振电感电流线性下降；在t₄时刻，内管Q₂和Q₇关断，谐振电感电流继续线性下降；在t₅时刻，桥臂另外的对管Q₅和Q₄、Q₆和Q₃导通，由于轻载情况下，谐振电感电流很小，下降很快，因此，在t₄和t₅时刻动作的开关管都近似为零电流开通或关断，开关损耗较小，t₅时刻后将重复上面的工作过程。。

图5是本发明实施例和传统变换装置在相同驱动控制信号下，整流二极管上的电压波形。可以看出，传统变换装置副边整流二极管上电压振荡严重，其最高电压接近本发明实施例最高电压的两倍，这也说明本发明实施例有利于抑制整流二极管上的电压振荡和尖峰，降低电压应力和提高效率。

图6是本发明实施例和传统变换装置在相同驱动控制信号下，滤波电感的电流波形。可以看出本实施例的电感电流的脉动更小，因此在满足相同的脉动电流指标情况下，本实施例的滤波电感可以更小，有利于减小滤波器的体积和重量。

图7是本发明实施例和传统变换装置在相同的驱动控制信号下，输出电压的波形。可以看出，本发明实施例的输出电压更高，说明本发明的直流电压利用率更高，有利于减小占空比丢失。

本发明的实施例参数如下：输入电压U_in＝1200VDC；输出电压U_o＝900VDC；输出电流I_o＝90A；输入分压电容C_in1＝C_in2＝1450μF；输出分压电容C_o1＝C_o2＝1450μF；变压器T的变比为1：1，谐振电感L_r＝12μH；隔直电容C_b＝150μF；滤波电感L_f1＝L_f2＝225μH；开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆、Q₇和Q₈皆为IGBT；整流二极管D_R1、D_R2、D_R3、D_R4、D_R5、D_R6、D_R7和D_R8皆为快恢复二极管；箝位二极管D_c1、D_c2、D_c3、D_c4、D_c5、D_c6、D_c7和D_c8皆为快恢复二极管；飞跨电容C_ss1＝C_ss2＝6.6μF；开关频率f_s＝10kHz；开关周期T_s＝100μs。