专利名称：变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路的制作方法
技术领域：
本发明的变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路属电力电子系统直/直变换器。
背景技术：
在当今社会中，电与人们的生活密切相关，用电设备随处可见。在众多用电设备中，电源是一个必不可少的部分，一般的用电设备所需的电源可以分为两种一种是交流电源，一种是直流电源。交流电可以直接从交流供电电网中获得，或将电网中的交流电通过变压器变压后获得，也可以由直流电通过逆变器逆变成交流电等等。直流电最简单的获取方式是将交流电整流后滤波成直流电，但是为了获得稳定可靠的直流电，就必须采用变换器，变换器一般指的是直/直变换器(DC/DC Converters)。如果输入是交流电，那么就是交/直变换器(AC/DCConverters)，这种变换器一般是先将交流电整流成直流电，然后再进行直/直变换。直/直变换器的电路拓扑五花八门，主要可以分为两类一是输入、输出不隔离，这类变换器常见的有Buck(降压)、Boost(升压)、Cuk(升降压)等电路，以及为了改善电路的工作情况而衍生出的电路。二是输入、输出带隔离的，这类变换器常见的有Flyback(反激)、Forward(正激)、Push-Pull(推挽)、Half-Bridge(半桥)、Full-Bridge(全桥)等电路，以及为了改善电路的工作情况而衍生出的电路。现在许多用电设备中的电源都要求输入、输出隔离，因此第二类变换器用的更加广泛，这类变换器有一定的共性，一般可划分为以下六个部分(1)直流电压输入；(2)开关管斩波；(3)变压器隔离；(4)二极管(或开关管)整流；(5)电感、电容滤波；(6)直流电压输出。下面以传统的全桥直/直变换器(FB DC/DC Converter)电路对这六个部分加以举例说明，见图1。该电路的工作情况可以简单描述如下开关管(Q1、Q2、Q3、Q4)有两个工作状态，即开通或关断。当(Q1、Q4)或(Q2、Q3)开通时，变压器原边向副边传递能量，变压器副边整流二极管DR1或DR2导通，整流后的电压经电感Lo、电容Co滤波后成为直流电供给负载Ro。当(Q1、Q2、Q3、Q4)都关断时，变压器原边不向副边传递能量。
带隔离的直/直变换器应用场合非常广，不同的场合要求也不同。而变换器选用的电路拓扑也根据应用场合的不同而不同，一般有两个选用依据，一是根据输入电压的高低，二是根据输出功率的大小。这两个条件决定了选用主功率管(开关管)的定额。现在，为了提高功率因数，常常采用功率因数校正(PFC)技术，三相PFC变换器的输出直流电压一般为760V～800V，有时甚至高达1000V，这使得后级的直流变换器的开关管的选择变的非常困难。为了解决这个问题，1992年巴西的Pinheiro提出了零电压开关三电平直流变换器(Zero-Voltage-Switching Three-Level Converter，ZVS TL变换器)，该变换器的开关管电压应力为输入直流电压的一半。随后，许多学者在这方面作了大量的研究，纷纷发表了关于解决高输入电压直/直变换器的文章，这些变换器大多有一个共同的特点，就是利用输入分压电容来进行分压，以降低开关管上的电压应力，输入分压电容是交替供电的。这些变换器可以统称为多电平变换器。其中，比较典型的电路是零电压开关PWM三电平变换器(ZVSPWM TL Converter)，见图2，其中该电路中开关管的电压应力为输入电压的一半，同时利用变压器的漏感(或外加电感)和开关管的结电容实现开关管的ZVS。
上面提到，输入分压电容是交替供电的，这就带来一个问题，即不能保证两输入电容中点电位的稳定。这一问题的解决办法是加大输入电容容量，减小传输功率。因此，这类变换器广泛应用于中、小功率的应用场合中。
在有些场合，输入的电压很高，输出的功率又非常大，如地铁、轻轨车的机车输入电压为直流1700V，机车上的许多用电设备的电压要求为三相交流380V，需求功率达到上百千瓦，因此，直流电压要进行变换。降压方案较典型的有全桥电路，但大容量能应付1700V输入的开关管必须选耐压值为3300V的开关管，这种开关管非常昂贵。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，研制一种能保证两个及两个以上输入电容中点电位稳定，能使用普通耐压开关管的零电压开关三电平变换器及其扩展电路。
为实现上述目的，本发明的变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路是采用变压器箝位技术，它减轻了输入分压电容的压力，输入分压电容不再参与主功率的传递，变压器传递的能量直接从输入直流电源中获得，依靠变压器的箝位，分压电容上的电压自动均压，从而保证了开关管的电压应力为输入电压的m分之一(m＝2，3，4，5......)。
变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器组成是包括直流电压输入电路连于输入分压电容及开关管斩波电路，其输出连于变压器隔离电路，变压器隔离电路的输出经二极管整流电路和电感电容滤波电路，最后连于直流电压输出电路。其特点是所述开关管斩波电路与变压器隔离电路的组成。开关管斩波电路是两个全桥电路的串联，第1、第3、第5及第7的四个开关管依次正向串联后的正负两端并联在两个分压输入电容的串联电路两端，第1、第3两个开关管与第5、第7两个开关管的串联中点与两个分压输入电容的串联中点相连组成全桥电路的超前桥臂；第2、第4、第6及第8的另四个开关管依次正向串联后的正负两端同样并联在两个分压输入电容的串联电路两端，第2、第4两个开关管与第6、第8两个开关管的串联中点与两个分压输入电容的串联中点相连组成全桥电路的滞后桥臂。所述变压器隔离电路的变压器原边绕有两个匝数相同的绕组，其中一个绕组的同铭端连于超前桥臂第1与第3两个开关管的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第2与第4两个开关管的串联中点，另一个绕组的同铭端连于超前桥臂第5与第7两个开关管的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第6与第8两个开关管的串联中点，变压器副边的两个绕组与现有技术相同仍分别连于各自的二极管整流电路。
本发明在三电平全桥变换器的基础上，再串联分压电容，每个分压电容的两端连接一个由两个开关管串联与另两个开关管串联所组成的全桥电路，以及每个全桥电路的输出再连于相对应的绕制在同一变压器隔离电路的变压器上其匝数均相同的一个原边绕组所构成的扩展电路。
图1传统的全桥直/直变换器电路原理2传统的零电压开关PWM三电平变压器原理3变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器原理4本发明的变压器箝位零电压开关全桥变换器扩展电路原理5图4的几个具体实施例6变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器开关管驱动信号示意7变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器的工作原理示意8等效电路示意3～图8的符号名称Vin—直流电压，Ci1、Ci2、Cin—分压电容，Q1～Q8—开关管，D1～D8—续流二极管，C1～C8—电容，Np1、Np2、Npn—变压器原边绕组，Ns1、Ns2—变压器副边绕组，DR1、DR2—整流二极管，Lo—滤波电感，Co—滤波电感，Ro—电阻，Vo—输出电压，FB-1、FB-2、FB-n—全桥电路，t0～t8—开关周期，td—死区时间，α—移相角，ip1、ip2—变压器原边电流，is1、is2—变压器副边电流，Io—输出电流，Ep—变压器原边绕组端电压，r1—全桥上半部分开关管、导线、变压器原边绕组Np1总电阻，r2—全桥下半部分开关管、导线、变压器原边绕组Np2总电阻。其中n＝3，4，5，6......
具体实施例方式
由图3可知，本发明的具体组成是，直流电压1的输出连于输入分压电容2及开关管斩波电路3，其输出连于变压器隔离电路4的变压器原边，变压器隔离电路4的输出经二极管整流电路和电感电容滤波电路5，最后连于直流电压输出电路6。由图1、图2、图3可知，本发明的发明点在于开关管斩波电路3和变压器隔离电路4，其中开关管斩波电路3的具体组成是由第1、第3、第5及第7的四个开关管Q1、Q3、Q5、Q7依次正向串联后的正负两端并联在两个分压输入电容Ci1与Ci2的串联电路两端，以及第3开关管Q3与第5开关管Q5的串联中点与两个分压输入电容Ci1与Ci2的串联中点相连组成全桥电路的超前桥臂；第2、第4、第6及第8的另四个开关管Q2、Q4、Q6、Q8依次正向串联后的正负两端同样并联在两个分压输入电容Ci1与Ci2的串联电路两端，第4开关管Q4与第6开关管Q6的串联中点与两个分压输入电容Ci1与Ci2的串联中点相连组成全桥电路的滞后桥臂。所述变压器隔离电路4的变压器原边两个绕组Np1、Np2绕在变压器的同一个磁芯上，两个绕组的匝数相同，其中一个绕组Np1的同铭端连于超前桥臂第1开关管Q1与第3开关管Q3的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第2开关管Q2与第4开关管Q4的串联中点，另一个绕组Np2的同铭端连于超前桥臂第5开关管Q5与第7开关管Q7的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第6开关管Q6与第8开关管Q8的串联中点，由此构成变压器箝位，变压器副边的两个绕组与现有技术相同仍分别连于各自的二极管整流电路。
图4及图5是本发明的扩展电路原理图及实施例图，由图4及图5可知，本发明的扩展电路是在变压器箝位三电平全桥变换器的基础上，再串联分压电容Cin，每个分压电容Cin两端连接一个由两个开关管串联与另两个开关管串联所组成的全桥电路FB-n(n＝3，4，5，6......)以及每个全桥电路FB-n的输出再连于相对应的绕制在同一变压器隔离电路4的变压器上其匝数均相同的一个原边绕组Npn(n＝3，4，5，6......)所组成的扩展电路。
下面先对其工作原理进行简单的分析，为了便于理论分析，只对变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器该变换器(n＝2)进行分析，见图3，变压器箝位零电压开关全桥变换器扩展电路(n＞2)的工作原理与它基本相同。控制电路采用传统的移相控制，(Q1、Q3、Q5、Q7)组成超前桥臂，(Q2、′Q4、Q6、Q8)组成滞后桥臂。桥臂对应位置上的开关管的驱动信号相同，开关管的驱动信号见图6，t0～t8为一个开关周期，td为死区时间，α为移相角。
在分析之前，先作如下假设；1)所有开关管，电感，电容均为理想器件2)变压器漏感远小于输出滤波电感Lo3)变压器原副边匝比为KK=Np1Ns1=Np2Ns2=NpNs]]>4)开关管Q1～Q8并联电容均为Cr5)输入分压电容Ci1＝Ci2＝Cis以下是变换器的工作过程[1]在t0时刻前，开关管Q1、Q5、Q4、Q8导通，输入电压源通过变压器原边向变压器副边传递能量，副边整流二极管DR1导通。见图7(a)。
t0时刻，同时关断Q1、Q5，原边电流ip1、ip2从Q1、Q5中转移到C1、C3、C5、C7支路中，给C1、C5充电，同时C3、C7被放电。由于有C1、C3、C5、C7，Q1、Q5为零电压关断。当C3、C7上的电压下降到零，Q3、Q7的反并二极管D3、D7自然导通。见图7(b)。
t1时刻，开通Q3、Q7是零电压开通，变压器原边电压变为零，原边电流自然环流。见图7(c)。
t2时刻同时关断Q4、Q8，原边电流从Q4、Q8中转移到C2、C4、C6、C8支路中，给C4、C8充电，同时C2、C6被放电。由于有C2、C4、C6、C8，Q4、Q8为零电压关断。见图7(d)。[5]当C2、C6上的电压下降到零后，二极管D2、D6导通，变压器原边电流流向输入电压，见图7(e)。
t3时刻同时开通Q2、Q6，原边电流降到零后开始反向，副边整流二极管DR2导通，DR1关断。输入电压源通过变压器原边向变压器副边传递能量。到t4时刻关断Q3、Q7，变换器进入下半个工作周期，其工作过程与上半个工作周期相似。
从上面的分析可以看出，在整个工作周期中，分压电容不参与能量的传递，同时由于变压器原边绕组的箝位，分压电容上的电压能够自动均压，从而保证主功率管上的电压应力为输入电压的一半。
下面对三电平全桥变换器(n＝2)变压器箝位的工作原理进行分析，扩展电路(n＞2)的工作原理与它基本相同所谓变压器箝位，是变压器原边绕组Np1、Np2绕在同一磁芯上，如果绕组Np1、Np2匝数相同，那么绕组Np1、Np2两端电压时刻保持相同。变换器工作主要分为三个阶段，一是变压器原边向副边传递能量；二是变压器原、副边电压为零(变换器处于零状态)；三是变换器开关管进行电压转换(ZVS)。其中第三个阶段时间很短，因此可以忽略它对分压电容的影响，第二个阶段分压电容不参与。所以分压电容是否能稳定(自动均压)取决于第一个阶段。
第一阶段等效电路见图8，其中r1为全桥上半部分开关管、导线、变压器原边绕组Np1总电阻，r2为全桥下半部分开关管、导线、变压器原边绕组Np2总电阻，Ep为变压器端电压，变压器漏感很小，在这一阶段忽略变压器漏感。
设输入分压电容中点电位受到扰动，波动量为ΔUo，假设波动导致分压电容Ci1上的电压高于电容Ci2的电压。变压器原边电压为Ep1，Ep2，副边电压为Es1，Es2变压器原边电流为ip1，ip2，副边电流为is1，is2。
根据磁链守恒定律Ep1=Np1dΦdt,]]>Ep2=Np2dΦdt]]>Es1=Ns1dΦdt,]]>Es2=Ns2dΦdt,]]>有Ep＝Ep1＝Ep2＝KEs1＝KEs2(1)Np1*ip1+Np2*ip2＝Ns1*is1+Ns2*is2Np*(ip1+ip2)＝Ns*(is1+is2)＝Ns*Io有ip1+ip2=IoK----(2)]]>从变换器等效电路可得ip1=12Vm+ΔUo-Epr1---(3)]]>ip2=12Vm-ΔUo-Epr2----(4)]]>由式(1)，(2)，(3)，(4)可得ip1=r2IoK(r1+r2)+2ΔUor1+r2----(5)]]>ip2=r1IoK(r1+r2)-2ΔUor1+r2----(6)]]>ip1＞ip2，分压电容Ci1放电，电容Ci2充电。随着中点电位的恢复，波动量ΔUo会减小，原边电流ip1，ip2也会发生变化。当波动量消除后，原边电流ip1，ip2也会恢复成Io/2K。为了简化计算，我们取两者的平均值进行计算
Ip1=ip1+Io2K2=r2Io2K(r1+r2)+ΔUor1+r2+Io4K----(7)]]>Ip2=ip2+Io2K2=r1Io2K(r1+r2)+ΔUor1+r2+Io4K----(8)]]>原边电流不均衡引起的反向波动(与扰动引起的波动ΔUo相位相反)为ΔUo′，设经过时间tr中点电位恢复到二分之一输入电压，这时波动ΔUo′正好抵消扰动ΔUo。
ΔUo=Ip1Ci1*trIp2Ci2*tr=(r2-r1)Io2CisK(r1+r2)*tr+2ΔUoCis(r1+r2)*tr]]>ΔUo＝ΔUo得tr=2KCisΔUo(r1+r2)4KΔUo+(r2-r1)Io----(9)]]>由式(9)可以看出，输入分压电容Cis越大，中点电位越不容易被扰动，扰动后，恢复时间越长；输入分压电容Cis越小，中点电位越容易被扰动，扰动后，恢复时间越短。所以当分压电容中点电位受到扰动后，能够通过变压器箝位自动恢复，即输入分压电容能够自动均压。
综上所述，本文所提出的变压器箝位ZVS三电平全桥变换器及其扩展电路成功地解决了高输入电压、大传输功率的难题。技术的关键是图3中分压电容2、由双全桥组成的开关管斩波电路3与隔离变压器4原边绕组的结合，因此，这三部分结合构成的电路拓扑及变压器箝位技术理论在该电路中的运用为技术专利申请的核心部分，要求受专利保护。
权利要求
1.一种变压器箝位零电压三电平全桥变换器包括直流电压输入(1)的输出连于分压电容(2)和开关管斩波电路(3)的输入端，开关管斩波电路(3)的输出端连于变压器隔离电路(4)的输入端，其输出端经整流滤波电路(5)后连于直流电压输出电路(6)，其特征在于，所述开关管斩波电路(3)由第1、第3、第5及第7的四个开关管(Q1、Q3、Q5、Q7)依次正向串联后的正负两端并联在两个分压输入电容(Ci1)与(Ci2)的串联电路两端，以及第3开关管(Q3)与第5开关管(Q5)的串联中点与两个分压输入电容(Ci1)与(Ci2)的串联中点相连组成全桥电路的超前桥臂；第2、第4、第6及第8的另四个开关管(Q2、Q4、Q6、Q8)依次正向串联后的正负两端同样并联在两个分压输入电容(Ci1)与(Ci2)的串联电路两端，第4开关管(Q4)与第6开关管(Q6)的串联中点与两个分压输入电容(Ci1)与(Ci2)的串联中点相连组成全桥电路的滞后桥臂，所述变压器隔离电路(4)的变压器原边两个绕组(Np1)与(Np2)绕在变压器的同一个磁芯上，两个绕组的匝数相同，其中一个绕组(Np1)的同铭端连于超前桥臂第1开关管(Q1)与第3开关管(Q3)的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第2开关管(Q2)与第4开关管(Q4)的串联中点，另一个绕组(Np2)的同铭端连于超前桥臂第5开关管(Q5)与第7开关管(Q7)的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第6开关管(Q6)与第8开关管(Q8)的串联中点，由此构成变压器箝位。
2.根据权利要求1所述的变压器箝位零点压开关三电平全桥变换器，其特征在于，变压器的扩展电路是在三电平全桥变换器的基础上，再串联分压电容(Cin)，每个分压电容(Cin)两端连接一个由两个开关管串联与另两个开关管串联所组成的全桥电路(FB-n)以及每个全桥电路(FB-n)的输出再连于相对应的绕制在同一变压器隔离电路(4)的变压器上其匝数均相同的一个原边绕组(Npn)，其中n＝3，4，5，6......。
全文摘要
一种变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器属电力电子系统变换器。包括直流电压(1)，输入分压电容(2)，开关管斩波电路(3)，变压器隔离电路(4)，滤波电路(5)，直流电压输出电路(6)。其特点是所述开关管斩波电路(3)由四个开关管(Q
文档编号H02M3/06GK1558539SQ20041001395
公开日2004年12月29日 申请日期2004年1月19日 优先权日2004年1月19日
发明者丁志刚, 胡育文 申请人:南京航空航天大学