数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法与流程

本发明涉及新能源汽车技术，特别涉及一种数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法。

背景技术：

在新能源汽车能量转换系统中，直流-直流变换器实现了从高压电压向低压电压电能转换的功能(Buck)。

数字式移相全桥直流变换器如图1所示，主电路包括全桥逆变电路、变压器、整流电路、LC滤波电路，变压器原边高压侧的全桥逆变电路包括4个逆变开关管(如MOSFET)A,B,C,D,变压器副边低压侧的整流电路包括2个整流开关管(如MOSFET)E,F。其工作方式为，高压直流经全桥逆变电路转换为高压方波交流，高压方波交流通过变压器转换为低压方波交流，低压方波交流经整流电路转换为PWM(脉冲宽度调制)直流方波，最后经LC滤波电路消除高频分量而获得纹波很小的平稳直流电压。低压电路包括检测电路和控制电路，检测电路采集变换器电路中的电压和电流的信号给控制电路，控制电路根据参考量和检测电路反馈的电压和电流的信号计算移相值并产生相应的PWM驱动信号，并输出相应的PWM驱动信号给全桥逆变电路的逆变开关管(如MOSFET)和整流电路的整流开关管(如MOSFET)。

现有的数字式移相全桥直流变换器的整流开关管的控制方式，如图2和图3所示，图中Vtrans为全桥逆变电路输出电压，A管和B管为全桥逆变电路的滞后桥臂，C管和D管为全桥逆变电路的超前桥臂，E管和F管为整流电路的整流开关管；当低压侧LC滤波电路的电感电流续流的时候，开启整流电路中的整流开关管E,F，整流管在能量传递和续流阶段导通，如图2所示；当低压侧LC滤波电路的电感电流断流的时候，关闭整流电路中的整流开关管E,F，如图3所示。这种控制方式虽然简单，但是存在两个问题：一个是低压侧LC滤波电路的电感电流续流与断流模式切换时会产生一定的低压电压波动，另一个是电感电流断流模式下，关闭整流电路中的整流开关管会导致输出效率下降。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是提供一种数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管 控制方法，能降低电感电流连续模式与电感电流断续模式切换时候引起的输出电压波动，并能提升电感电流断续时输出的效率。

为解决上述技术问题，本发明提供的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，数字式移相全桥直流变换器的主电路包括全桥逆变电路、变压器、整流电路、LC滤波电路，变压器原边高压侧的全桥逆变电路包括四个逆变开关管A,B,C,D,变压器副边低压侧的整流电路包括两个整流开关管E,F；该方法包括以下步骤：

一.采集移相全桥直流变换器的实际负载电流I_O；

二.如果I_O<I_OB,则进行步骤三，I_OB为临界负载电流；

三.如果I_O>I_off，I_off为设定最大关断电流，则进行步骤四，否则进行步骤六；

四.T_O为电感电流断续时间，T_S为逆变开关管开关周期；

五.控制整流开关管E在滞后桥臂逆变开关管A开通之后开通，并控制整流开关管E比滞后桥臂逆变开关管A提前时长T_O关断；

控制整流开关管F在滞后桥臂逆变开关管B开通之后开通，并控制整流开关管F比滞后桥臂逆变开关管B提前时长T_O关断；

六.控制两个整流开关管E,F关断。

较佳的，步骤二中，如果I_O≥I_OB，则控制整流开关管E在超前桥臂逆变开关管D开通之后开通，并控制整流开关管E在滞后桥臂逆变开关管A关断的同时关断；控制整流开关管F在超前臂逆变开关管C开通之后开通，并控制整流开关管F在滞后桥臂逆变开关管B关断的同时关断。

较佳的，临界负载电流I_OB，通过下方法确定：

式中V_S为数字式移相全桥直流变换器的母线电压，L为LC滤波电路的电感，f_S为逆变开关管开关频率，P为变压器低压侧输出占空比。

较佳的，变压器低压侧输出占空比P，是对变压器低压侧电压测量值同低压电压目标值的差值进行PI控制得到，或者是对变压器低压侧电流测量值同低压电流目标值的差值进行PI控制得到。

本发明的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，在不增加硬件资源的基础上，从软件角度提出了一种新的整流管控制方法，在于电感电流断流时，通过 计算出电感电流断续时间T_O，使得整流管在该阶段依旧可以导通，从而能降低电感电流连续模式与电感电流断续模式切换时候引起的输出电压波动，并能提升电感电流断续时输出的效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面对本发明所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是移相全桥同步整流电路示意图；

图2是低压侧LC滤波电路的电感电流续流时的整流管控制方式示意图；

图3是现有低压侧LC滤波电路的电感电流断流时的整流管控制方式示意图；

图4是本发明的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法一实施例低压侧LC滤波电路的电感电流断流时的整流管控制方式示意图；

图5是电感电流续流时波形；

图6是电感电流断流时波形；

图7是本发明的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法一实施例流程图；

图8是变压器低压侧输出占空比P确定方式一实施例示意图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

数字式移相全桥直流变换器如图1所示，其主电路包括全桥逆变电路、变压器、整流电路、LC滤波电路，变压器原边高压侧的全桥逆变电路包括四个逆变开关管(如MOSFET)A,B,C,D,变压器副边低压侧的整流电路包括两个整流开关管(如MOSFET)E,F。

数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，如图7所示，包括以下步骤：

一.采集移相全桥直流变换器的实际负载电流I_O；

二.如果I_O<I_OB,则进行步骤三，I_OB为临界负载电流；

三.如果I_O>I_off，I_off为设定最大关断电流，则进行步骤四，否则进行步骤六；

四.T_O为电感电流断续时间，T_S为逆变开关管开关周期；

五.控制整流开关管E在滞后桥臂逆变开关管A开通之后开通，并控制整流开关管E比滞后桥臂逆变开关管A提前时长T_O关断；

控制整流开关管F在滞后桥臂逆变开关管B开通之后开通，并控制整流开关管F比滞后桥臂逆变开关管B提前时长T_O关断；

六.控制两个整流开关管(如MOSFET)E,F关断。

较佳的，步骤二中，如果I_O≥I_OB，则控制整流开关管E在超前桥臂逆变开关管D开通之后开通，并控制整流开关管E在滞后桥臂逆变开关管A关断的同时关断；控制整流开关管F在超前臂逆变开关管C开通之后开通，并控制整流开关管F在滞后桥臂逆变开关管B关断的同时关断。

实施例一的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，比较实际负载电流I_O与临界负载电流I_OB，确定当前电感电流模式，如果实际负载电流I_O大于等于临界负载电流I_OB，则表明电感电流续流(电感电流波形如图5所示)，整流管的控制方式可以按照图2实现，开启整流电路中的整流开关管E,F，整流管在能量传递和续流阶段导通；如果实际负载电流I_O小于临界负载电流I_OB，则表明电感电流断流(电感电流波形如图6所示)，如果实际负载电流I_O小于临界负载电流I_OB且大于设定最大关断电流I_off，则整流管的控制方式按照图4实现，计算出电感电流断续时间T_O，控制整流开关管E在滞后桥臂逆变开关管A开通之后开通，并控制整流开关管E比滞后桥臂逆变开关管A提前时长T_O关断，控制整流开关管F在滞后桥臂逆变开关管B开通之后开通，并控制整流开关管F比滞后桥臂逆变开关管B提前时长T_O关断；如果实际负载电流I_O小于临界负载电流I_OB及设定最大关断电流I_off，则整流管的控制方式按照图3实现，控制两个整流开关管(如MOSFET)E,F均关断。临界负载电流I_OB，可以设定，也可以实时计算得到。

实施例一的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，在不增加硬件资源的基础上，从软件角度提出了一种新的整流管控制方法，在于电感电流断流时，通 过计算出电感电流断续时间T_O，使得整流管在该阶段依旧可以导通，从而能降低电感电流连续模式与电感电流断续模式切换时候引起的输出电压波动，并能提升电感电流断续时输出的效率。

实施例二

基于实施例一的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，临界负载电流I_OB，可以通过下方法确定：

式中V_S为数字式移相全桥直流变换器的母线电压(即全桥逆变电路的输入电压)，L为LC滤波电路的电感(可以取器件标称下限值)，f_S为逆变开关管开关频率，P为变压器低压侧输出占空比。变压器低压侧输出占空比P，可以设定，也可以实时计算得到。

实施例二的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，通过采集数字式移相全桥直流变换器的母线电压，并结合变压器低压侧输出占空比、滤波电感、逆变开关管开关频率，计算得到临界负载电流I_OB，临界负载电流I_OB的精确度高，实时性强。

实施例三

基于实施例二的数字式移相全桥直流变换器的整流电路开关管控制方法，变压器低压侧输出占空比P，可以是对变压器低压侧电压测量值同低压电压目标值的差值进行PI(比例积分)控制得到，或者是对变压器低压侧电流测量值同低压电流目标值的差值进行PI控制得到，如图8所示。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。