全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法与流程

本发明设计直流电源变换技术，尤其涉及一种全桥谐振直流/直流变换器，以及该直流/直流变换器的控制方法。

背景技术：

高效率、高频化和小型化是当今开关电源的主要发展趋势，而传统的BUCK形式变换器由于开关损耗过大，无法应用于高开关频率的场合。而谐振变换器可以很容易实现软开关，大大减小了电路中开关元件的开关损耗，成为目前较为流行的开关电源拓扑形式。

以现有的LLC串联谐振变换器为例，由于谐振元件工作在正弦谐振状态，开关管上的电压可以自然过零从而实现零电压开通，以及很容易实现副边整流管的零电流关断，从而减小了开关管的开通损耗，提高了电源的整体效率。这类拓扑通常采用变频调制（PFM）方式，通过调整开关管的工作频率达到稳定输出电压的目的。

变换器的控制原理是通过对全桥每个桥臂的上下管互补导通，每个开关管的占空比接近50%，并对Q1和Q4以及Q2和Q3同时导通和关断，再加在谐振网络上的电压为+Vin～-Vin变动的方波，占空比为50%，电压有效值接近Vin。如果仅采用频率调制的方式调整输出电压，则电源输出电压增益与开关频率的关系为：

其中，Vin和Vout分别为输入电压和输出电压，n为变压器变比，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，Lm为激磁电感值，为工作频率， 为谐振频率， ，Rg为输出负载。

从上式可以看出，在输入电压和其它电路参数选定的情况下，LLC串联谐振的输出电压随工作频率的提高而降低，其控制频率与输出电压增益的关系如图1所示，LLC串联谐振变换器的升压能力是有限的，在一定范围内随着工作频率的降低输出电压升高。超过这个范围，反而随着工作频率降低输出电压降低，这不符合电路负反馈的单调性要求而在实际工作中不能使用。同时，LLC串联谐振的降压能力也是有限的，虽然理论上随着工作频率的提高输出电压可以持续下降，但考虑实际电路器件高频损耗的影响，电路工作频率不可能很高（一般最高到谐振频率的2倍左右）。因此，在一定的工作频率范围内，LLC串联谐振电路的输出电压不可能降到很低，特别是负载较轻的情况下。综上所述，LLC谐振变换器虽然具有容易实现软开关从而提高电路效率的优势，但其一个非常明显的弱势是在仅采用频率调制的控制方式时输出电压范围很窄，不能应用在需要宽范围输出的场合。

上面以全桥LLC串联谐振电路为例说明了仅采用频率调制方式所带来的输出电压调整范围较窄的缺点，理论上其它所有形式的谐振电路都存在同样的问题。

目前常用的解决上述问题的方法有两种：最常用的一种方式是在低压输出且电路的工作频率已经达到设定的上限时，使电路工作在间歇工作模式。这虽然在一定程度上扩展了谐振变换器输出电压调节范围，但间歇工作相当于大大降低了电路的整体工作频率，电路的输出电压和电流纹波都会比较大，在对此性能要求高的场合很难适用；另一种方式是在低压轻载输出且电路的工作频率已经很高时，采用脉宽调制（PWM）的方式降低开关工作的占空比。这种方法牺牲了谐振电路软开关的优势，实际在这种工作模式下电路工作在硬开关状态，开关损耗较大。因此，这种工作模式只适合于负载较轻的场合，在负载较大情况下并不能大范围拓宽输出电压的调节范围。

技术实现要素：

本发明的第一目的是提供一种可利用频率控制和相位控制实现拓宽输出电压的调节范围的全桥谐振直流/直流变换器。

本发明的第二目的是提供一种可利用频率控制和相位控制实现拓宽输出电压的调节范围的全桥谐振直流/直流变换器的控制方法。

为了实现本发明的第一目的，本发明提供一种全桥谐振直流/直流变换器，包括输出电路、调节控制器、相位运算电路、频率运算电路、脉冲发生电路、移相电路和驱动电路，输出电路包括依次相连的全桥电路、谐振电路和整流滤波电路，整流滤波电路向外输出工作电流，调节控制器接收预设信号和反馈信号，调节控制器根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号，反馈信号为采样工作电流所得，相位运算电路接收调节控制器输出的控制信号，频率运算电路接收调节控制器输出的控制信号，脉冲发生电路接收频率运算电路输出的频率信号，移相电路接收脉冲发生电路输出的基准脉冲信号，移相电路接收相位运算电路输出的相位信号，驱动电路接收脉冲发生电路输出的基准脉冲信号，驱动电路根据基准脉冲信号对全桥电路的超前臂进行驱动，驱动电路接收移相电路输出的移相脉冲信号，驱动电路根据移相脉冲信号对全桥电路的滞后臂进行驱动。

更进一步的方案是，全桥电路的超前臂由第一开关管和第二开关管构成，第一开关管的漏极与第二开关管的源极连接；

全桥电路的滞后臂由第三开关管和第四开关管构成，第三开关管的漏极与第四开关管的源极连接；

第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的栅极分别与驱动电路连接。

更进一步的方案是，整流滤波电路可采用整流电路和滤波电路，整流电路可采用全波整流电路或半波整流电路。

更进一步的方案是，谐振电路包括第一电感、第一电容、第二电感和绕组，第二电感并联在绕组的输入端上，第一电容的第一端与绕组的正极输入端连接，第一电容的第二端与第一电感连接。

为了实现本发明的第二目的，本发明提供一种全桥谐振直流/直流变换器的控制方法，变换器为上述中任一方案中的变换器；

控制方法包括：

判断预设信号和反馈信号的大小关系；

如反馈信号大于预设信号，则输出变小的控制信号, 相位运算电路可根据变小的控制信号输出移相角变小的相位信号,频率运算电路可根据变小的控制信号输出频率变大的基准频率信号；

如反馈信号小于预设信号，则输出变大的控制信号，相位运算电路可根据变大的控制信号输出移相角变大的相位信号,频率运算电路可根据变大的控制信号输出频率变小的基准频率信号；

输出电路根据变小的控制信号输出电压变小的工作电流，输出电路根据变大的控制信号输出电压变大的工作电流。

更进一步的方案是，预设有第一阈值和第二阈值，第一阈值小于第二阈值；在输出变化后的控制信号之后，控制方法还包括：

当控制信号小于第一阈值，则相位运算电路输出移相角变大的相位信号；

当控制信号大于等于第一阈值且小于等于第二阈值，则相位运算电路输出移相角变大的相位信号，频率运算电路输出频率变小的基准频率信号；

当控制信号大于第二阈值，则频率运算电路输出频率变小的基准频率信号。

由上述方案可见，通过上述的变换器和变换器的控制方法，使得两个桥臂的驱动脉冲不再是传统全桥谐振变换器中Q1与Q3相位固定相差180度，而是由相位控制单元控制其相位差在180～0度之间变化，除了采用传统全桥谐振变换器通过改变全桥开关管的开关频率来调整输出电压外，还通过改变上述全桥两个桥臂的开关相位差，使得谐振变换器的输出电压范围得以大幅度扩展。以及利用反馈信号和预设信号的比较，使得对应电压的控制更为方便且相应快。

以及采用移相控制的方式调节输出电压，全桥谐振变换电路的每个桥臂上下两个开关管仍然保留了互补导通的特性，从而两个桥臂都可以很容易地实现零电压开通，在拓展输出电压范围的同时保留了电路软开关的优势。

一般来说，谐振变换器从输入端功率开关管的电路形式来划分，基本可以分为半桥电路形式和全桥电路形式。通常情况下半桥电路适用于中大功率应用场合，半桥电路适用于小功率应用场合。本发明所提供的谐振直流/直流变换器的控制方法，仅适用于输入端是全桥电路形式的谐振电路。理论上，任何使用半桥电路的谐振变换器，都可以很容易地改变方案采用全桥电路的形式，即使是在小功率应用场合。因此本发明的上述适用性限制并不影响本发明在实际工程中的应用，仍然具有较强的工程意义。

同时，还可以根据控制信号的实际情况，可采用单独移相控制方式、或采用调频控制配合移相控制方式，或单独调频控制三种控制方式，来达到调节谐振变换器输出的目的，使得变换器的工作更为稳定高效。

为了实现本发明第一目的，本发明还提供一种全桥谐振直流/直流变换器，包括输出电路和控制单元，输出电路包括依次相连的全桥电路、谐振电路和整流滤波电路，整流滤波电路向外输出工作电流，控制单元接收并根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号，反馈信号为采样工作电流所得，控制单元可根据控制信号生成基准脉冲信号和移相脉冲信号，控制单元对全桥电路的超前臂按照基准脉冲信号进行驱动，控制单元对全桥电路的滞后臂按照移相脉冲信号进行驱动。

更进一步的方案是，全桥电路的超前臂由第一开关管和第二开关管构成，第一开关管的漏极与第二开关管的源极连接；

全桥电路的滞后臂由第三开关管和第四开关管构成，第三开关管的漏极与第四开关管的源极连接；

第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的栅极分别与控制单元连接。

为了实现本发明的第二目的，本发明还提供一种全桥谐振直流/直流变换器的控制方法，其特征在于，变换器为上述任一方案中的变换器；

控制方法包括：

控制单元判断预设信号和反馈信号的大小关系；

如反馈信号大于预设信号, 控制单元可输出移相角变小的移相脉冲信号或频率变大的基准脉冲信号，输出电路输出电压变小的工作电流；

如反馈信号小于预设信号，控制单元可输出移相角变大的移相脉冲信号或频率变小的基准脉冲信号，输出电路输出电压变大的工作电流。

更进一步的方案是，控制单元预设有第一阈值和第二阈值，第一阈值小于第二阈值；

在判断预设信号和反馈信号的大小关系后，控制方法还包括：

控制单元根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号；

当控制信号小于第一阈值，则控制单元输出移相角变大的移相脉冲信号；

当控制信号大于等于第一阈值且小于等于第二阈值，则控制单元输出移相角变大的移相脉冲信号和频率变小的基准脉冲信号；

当大于第二阈值，则控制单元输出频率变小的基准脉冲信号。

由上述方案可见，前述方案除了采用模拟电路的形式实现，上述实施例则采用控制单元，即可采用数字电路加软件的形式实现，或者采用数字和模拟混合的形式实现，上述方案也是能够实现前述方案的效果和目的。

附图说明

图1是控制频率f与输出电压增益的关系图。

图2是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的系统框图。

图3是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中输出电路的电路图。

图4是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中基准脉冲信号和移相脉冲信号的波形图。

图5是本发明全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中控制信号与频率、移相角、输出电压之间的关系图。

以下结合附图及实施例对本发明作进一步说明。

具体实施方式

全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法第一实施例：

参照图2，全桥谐振直流/直流变换器包括输出电路、调节控制器14、相位运算电路15、频率运算电路16、脉冲发生电路17、移相电路18和驱动电路19，输出电路包括依次相连的全桥电路11、谐振电路12和整流滤波电路13，全桥电路11接收输入电压并收驱动电路19的开关控制，整流滤波电路13向外输出工作电流。

参照图3，全桥电路的超前臂由第一开关管Q1和第二开关管Q2构成，全桥电路的滞后臂由第三开关管Q3和第四开关管Q4构成，第一开关管Q1和第三开关管Q3的源极与正极输入端连接，第二开关管Q2和第四开关管Q4的漏极与与负极输入端连接。第一开关管Q1的漏极与第二开关管Q2的源极连接，第三开关管Q3的漏极与第四开关管Q4的源极连接，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的栅极分别与驱动电路19连接。

在本实施例中谐振电路12采用LLC谐振电路，谐振电路12包括电感Lr、电容Cr、电感Lm和绕组T1，电感Lm并联在绕组T1的输入端上，电容Cr的第一端与绕组T1的正极输入端连接，电容Cr的第二端与电感Lr的第一端连接，电感Lr的第二端与第一开关管Q1的漏极连接，绕组T1的负极输入端与第三开关管Q3的漏极连接连接。

整流滤波电路13包括整流电路和滤波电路，滤波电路可采用电容Co并联在输出端构成，整流电路可采用如图3（a）所示的全波整流电路或如图3（b）半波整流电路。全波整流电路由四个二极管D1、D2、D3和D4连接构成，半波整流电路由两个二极管D1和D2构成。

下面结合变换器的控制方法和变换器的结构进行说明，对变换器进行控制时可根据控制目的，首先向调节控制器4输出预设信号，采样谐振直流/直流变换器的输出的工作电流作为反馈信号，调节控制器4则根据反馈信号和预设信号进行负反馈运算，并运算得出控制信号。随后调节控制器4判断预设信号和反馈信号的大小关系，如反馈信号大于预设信号，则输出变小的控制信号Va, 相位运算电路15接收并根据变小的控制信号Va输出移相角变小的相位信号,频率运算电路16接收并根据变小的控制信号Va输出频率变大的基准频率信号。

如反馈信号小于预设信号，则输出变大的控制信号Va，相位运算电路15接收并根据变大的控制信号Va输出移相角变大的相位信号,频率运算电路15接收并根据变大的控制信号Va输出频率变小的基准频率信号。

脉冲发生电路17接收频率运算电路16输出的基准频率信号，移相电路18接收相位运算电路15输出的相位信号，移相电路18接收脉冲发生电路17输出的基准脉冲信号并对其进行移相处理，驱动电路19接收脉冲发生电路17输出的基准脉冲信号，驱动电路19根据基准脉冲信号对全桥电路的超前臂的Q1和Q2进行驱动，驱动电路19接收移相电路18输出的移相脉冲信号，驱动电路19根据移相脉冲信号对全桥电路的滞后臂的Q3和Q4进行驱动。

参照图4和图5，图4是全桥谐振直流/直流变换器中控制信号Va与开关频率f、移相角Φ以及输出电压Vout的关系示意图，其可以按照如下方式进行工作：

首先设置阈值a、阈值b、阈值c和阈值d，阈值a、阈值b、阈值c和阈值d依次递增

当控制信号Va大于阈值a且小于阈值b，控制频率不变为预设最大值f=fmax，两个桥臂的移相角Φ从零逐渐增大变化到Φ0，相应的输出电压Vout也从零逐步升高到V1，这个过程为独立的移相控制模式。

当控制信号Va大于等于阈值b且小于等于阈值c，控制频率f和移相角Φ同时变化，两个桥臂的移相角从Φ0继续增大逐渐变化到180º，控制频率从fmax逐渐变小到f0，相应的输出电压Vout也从V1进一步升高到V2，这个过程为变频控制配合移相控制模式。

当控制信号Va大于阈值c且小于阈值d，移相角不变为Φ=180º。控制频率f从f0逐渐减小到预置最小值fmin，相应的输出电压Vout也从V2再次逐步升高到V3，这个过程为独立的变频控制模式。

从上述过程可以看出，随着控制信号的变大，谐振变换器的输出电压也逐渐升高，随着控制信号的变小，谐振变换器的输出电压也逐渐降低，因此可以实现闭环控制，达到稳定输出电压或输出电流的目的。

全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法第二实施例：

第二实施例中的全桥谐振直流/直流变换器包括输出电路和控制单元，其中，输出电路则可采用第一实施例中的输出电路，控制单元则采用具有运算能力的MCU、存储有相应软件算法的存储器以及配合的数字驱动电路，控制单元包括调节控制模块、相位运算模块、频率运算模块、脉冲发生模块、移相模块和驱动模块，调节控制模块接收预设信号和反馈信号，调节控制模块根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号，相位运算模块接收调节控制器输出的控制信号，频率运算模块接收调节控制器输出的控制信号，脉冲发生模块接收频率运算模块输出的频率信号，移相模块接收脉冲发生模块输出的基准脉冲信号，移相模块接收相位运算模块输出的相位信号，驱动模块接收脉冲发生模块输出的基准脉冲信号，驱动模块根据基准脉冲信号对全桥模块的超前臂进行驱动，驱动模块接收移相模块输出的移相脉冲信号，驱动模块根据移相脉冲信号对全桥模块的滞后臂进行驱动。

全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第二实施例则可相同地执行上述控制方法第一实施例的相同步骤，其方法原理是相同的。第二实施例只是将控制单元集成在具有运算存储能力的控制系统或控制芯片中，而第一实施例是将各个功能模块采用电路模块进行连接工作。

本发明是通过以上实施例进行描述的，本技术领域人员知悉，在不脱离本发明的精神和范围情况下，可以对这些特征进行等效替换或改变。因此，本发明不受上述公开的实施例的限制，所有落入本发明权利要求范围内的实施例都属于本发明保护的范围。

由上述方案可见，通过上述的变换器和变换器的控制方法，使得两个桥臂的驱动脉冲不再是传统全桥谐振变换器中Q1与Q3相位固定相差180度，而是由相位控制单元控制其相位差在180～0度之间变化，除了采用传统全桥谐振变换器通过改变全桥开关管的开关频率来调整输出电压外，还通过改变上述全桥两个桥臂的开关相位差，使得谐振变换器的输出电压范围得以大幅度扩展。以及利用反馈信号和预设信号的比较，使得对应电压的控制更为方便且相应快。

以及采用移相控制的方式调节输出电压，全桥谐振变换电路的每个桥臂上下两个开关管仍然保留了互补导通的特性，从而两个桥臂都可以很容易地实现零电压开通，在拓展输出电压范围的同时保留了电路软开关的优势。

一般来说，谐振变换器从输入端功率开关管的电路形式来划分，基本可以分为半桥电路形式和全桥电路形式。通常情况下半桥电路适用于中大功率应用场合，半桥电路适用于小功率应用场合。本发明所提供的谐振直流/直流变换器的控制方法，仅适用于输入端是全桥电路形式的谐振电路。理论上，任何使用半桥电路的谐振变换器，都可以很容易地改变方案采用全桥电路的形式，即使是在小功率应用场合。因此本发明的上述适用性限制并不影响本发明在实际工程中的应用，仍然具有较强的工程意义。

同时，还可以根据控制信号的实际情况，可采用单独移相控制方式、或采用调频控制配合移相控制方式，或单独调频控制三种控制方式，来达到调节谐振变换器输出的目的，使得变换器的工作更为稳定高效。