一种新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器及控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，适用于高压直流大功率场合，尤其涉及一种适用于新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器。

背景技术：

由于化石能源的不断消耗，环境污染，能源紧张等问题日益凸显，也不断推动着可再生能源技术在过去的几十年里快速发展。其中，太阳能和风能是最受欢迎的可再生能源，人们对两者的开发利用已经进行了大量的研究。随着光伏电厂与风电场的不断建成，电力的传输问题也受到重视。高压直流传输被认为是一种有希望解决电力传输问题的方案。同时，中压电力采集系统因其可以减小电力采集过程中的电力损耗以及有利于接入直流电网，也受到广泛关注。其中，中压隔离型DC/DC变换器作为其中的关键性装置，已经有了大量的研究，并且在传输效率、系统可靠性等方面有了不少突破。LCC谐振变换器由于其实现了开关管与二极管的零电流关断，受到了广泛的关注。然而，仍然存在几个主要的问题阻碍了谐振变换器功率水平的进一步增长，如采用的变频控制导致在宽输出电压范围内，开关频率产生较大变化，使得开关管的损耗与变压器的设计难度增加。

技术实现要素：

发明目的：为了解决使用传统变换器导致系统功率损耗大的问题，本发明提供了一种新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器。

本发明的另一目的是提供一种新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器的控制方法。

技术方案：一种新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器，包括输入端、输出端、第一全桥、第二全桥、第一变压器、第二变压器、倍压整流电路、输出滤波电容；所述第一全桥包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一变压器原边及谐振电感；所述第二全桥包括第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、两个分别并联在第五开关管和第六开关管上的开关管电容、第二变压器原边；所述输入端经第一全桥经谐振电感与第一变压器的原边连接；所述输入端经第二全桥与第二变压器的原边连接；所述第一变压器的副边与第二变压器的副边经倍压整流电路、输出滤波电容连接输出端。

进一步的，所述第一开关管的发射极连接第二开关管的集电极组成第一桥臂，第三开关管的发射极连接第四开关管的集电极组成第二桥臂，第五开关管的发射极连接第六开关管的集电极组成第三桥臂；输入端的正极分别连接第一开关管、第三开关管和第五开关管的集电极，输入端的负极分别连接第二开关管、第四开关管和第六开关管的发射极；所述第一变压器原边和谐振电感串联后，一端连接第一开关管和第二开关管的中间节点，另一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，且第一变压器原边同名端靠近第一桥臂；所述第二变压器原边一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，另一端连接第五开关管和第六开关管的中间节点，且第二变压器原边同名端靠近第三桥臂。

进一步的，所述倍压整流电路包括第一二极管、第二二极管、第一谐振电容、第二谐振电容，所述第一二极管的正极连接第二二极管的负极，第二二极管的正极连接第二谐振电容的负极，第二谐振电容的正极连接第一谐振电容的负极，第一谐振电容的正极连接第一二极管的负极；所述第一变压器副边的异名端连接第二变压器副边的同名端，第二变压器副边的异名端连接第一谐振电容与第二谐振电容的中间节点，第一变压器副边的同名端连接第一二极管与第二二极管的中间节点；且串联后的第一谐振电容与第二谐振电容两侧连接输出滤波电容，输出滤波电容两端为输出端。

一种使新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器的控制方法，Q₁为第一开关管，Q₂为第二开关管，Q₃为第三开关管，Q₄为第四开关管，Q₅为第五开关管，Q₆为第六开关管；Q₁和Q₄驱动波形完全一样，Q₂和Q₃驱动波形完全一样，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的驱动占空比恒为0.5，且Q₁驱动与Q₂驱动互补，Q₄驱动与Q₃驱动互补；Q₅的开通起点与Q₁的开通起点相同，Q₆的开通起点与Q₂的开通起点相同；Q₅和Q₆驱动的占空比相等，通过闭环控制调节Q₅和Q₆的占空比。

设一个控制周期为T，时间t₀≤t≤t₆，控制方法如下：

(1)第一开关模态：t₀≤t＜t₁，t₀为一个控制周期的起点，t₀时刻流过所有开关管的电流均为0，开关管Q₂和Q₃关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅开通，Q₆处于关断状态保持不变，第一变压器原边电流流过开关管Q₁和Q₄，第二变压器原边电流流过开关管Q₄和Q₅，在此开关模态内，第一变压器原边电流和第二原边电流从零开始增大到最大值，然后开始减小；

(2)第二开关模态：t₁≤t＜t₂，t₁时刻，流过开关管Q₅的电流为第二变压器的原边电流，此时将Q₅关断，其余5个开关管状态保持不变，第二变压器原边电流通过开关管Q₄和Q₆的反向并联二极管续流，在此开关模态内，第一与第二变压器原边电流迅速减小；

(3)第三开关模态：t₂≤t＜t₃，t₂时刻，流过所有开关管的电流均下降为0，在此开关模态内，6个开关管状态保持不变，第一与第二变压器原边电流保持为零；

(4)第四开关模态：t₃≤t＜t₄，t₃时刻，即1/2控制周期时，开关管Q₁和Q₄关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆开通，第一变压器原边电流流过开关管Q₂和Q₃，第二变压器原边电流流过开关管Q₃和Q₆，Q₅处于关断状态保持不变，在此开关模态内，流过第一与第二变压器原边的电流反向增大到最大值后开始减小；

(5)第五开关模态：t₄≤t＜t₅，t₄时刻，流过开关管Q₆的电流为第二变压器的原边电流，此时将Q₆关断，其余5个开关管状态保持不变，第二变压器原边电流通过开关管Q₃和Q₅的反向并联二极管续流，在此开关模态内，第一与第二变压器原边电流迅速反向下降；

(6)第六开关模态：t₅≤t＜t₆，t₅时刻，流过所有开关管的电流均下降为0，在此开关模态内，第一与第二变压器原边电流保持为零，6个开关管状态保持不变；

(7)t₆为一个控制周期终点，进入下一个控制周期的起点，返回步骤(1)。

有益效果：相比较现有技术的LCC谐振变换器，本发明提供的一种新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器，谐振电感放置在变换器的输入侧能有效减小电感量并且避免副边高压滤波电感的使用，有利于减小变换器的体积；变压器设计较为简单；变换器的开关损耗小、效率高、控制简单。

本发明提供的一种新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器的控制方法，在实现软开关的采用的控制方法较为简单，6个开关管中的4个开关管是固定占空比无需控制，另外两个采用PWM控制，大大提高了系统的可靠性，同时保持了较低的开关损耗和导通损耗。

附图说明

图1是本发明的典型驱动和电流波形；

图2是主电路工作在第一开关模态的电流通路图；

图3是主电路工作在第二开关模态的电流通路图；

图4是主电路工作在第三开关模态的电流通路图；

图5是主电路工作在第四开关模态的电流通路图；

图6是主电路工作在第五开关模态的电流通路图；

图7是主电路工作在第六开关模态的电流通路图；

图8是本发明的基本拓扑；

图9与图10是本发明的拓扑的变形与延伸。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

实施例一：如图8所示，该适用于新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器包括输入端、输出端、第一全桥、第二全桥、第一变压器T_r1、第二变压器T_r2、倍压整流电路、输出滤波电容C_o；其中V_in为输入电压，V_o为输出电压。输入侧包括两个全桥，第一全桥包括Q₁、Q₂、Q₃、Q₄四个开关管、第一变压器T_r1原边、谐振电感L_r，第二全桥包含Q₃、Q₄、Q₅、Q₆四个开关管、两个开关管电容C₅和C₆、第二变压器T_r2原边；所述第一开关管Q₁的发射极连接第二开关管Q₂的集电极组成第一桥臂，第三开关管Q₃的发射极连接第四开关管Q₄的集电极组成第二桥臂，第五开关管Q₅的发射极连接第六开关管Q₆的集电极组成第三桥臂；所述输入滤波电容的正极分别连接第一开关管Q₁、第三开关管Q₃和第五开关管Q₅的集电极，负极分别连接第二开关管Q₂、第四开关管Q₄和第六开关管Q₆的发射极，且输入滤波电容两侧连接输入电压；所述第一变压器T_r1原边和谐振电感L_r串联后，一端连接第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的中间节点，一端连接第三开关管Q₃和第四开关管Q₄的中间节点，且第一变压器Q₁原边同名端靠近第一桥臂；所述第二变压器T_r2原边一端连接第三开关管Q₃和第四开关管Q₄的中间节点，一端连接第五开关管Q₅和第六开关管Q₆的中间节点，且第二变压器T_r1原边同名端靠近第三桥臂；

所述的复合式谐振全桥变换器输出侧包含第一变压器T_r1的副边至第二变压器T_r2的副边、第一二极管D₁至第二二极管D₂和第一谐振电容C_r1至第二谐振电容C_r2组成的倍压整流电路以及一个输出滤波电容C_o；所述第一二极管D₁的正极连接第二二极管D₂的负极，第二二极管D₂的正极连接第二谐振电容C_r2的负极，第二谐振电容C_r2的正极连接第一谐振电容C_r1的负极，第一谐振电容C_r1的正极连接第一二极管D₁的负极；所述第一变压器T_r1副边的异名端连接第二变压器T_r2副边的同名端，第二变压器T_r2副边的异名端连接第一谐振电容C_r1至第二谐振电容C_r2的中间节点，第一变压器T_r1副边的同名端连接第一二极管D₁至第二二极管D₂的中间节点；且串联后的第一谐振电容C_r1至第二谐振电容C_r2两侧连接输出滤波电容，输出滤波电容两端连接输出端。

图1是本实施例的典型驱动和电流波形，具体适用于新能源直流并网的复合式谐振全桥变换器的控制方法的实现，Q₁和Q₄驱动波形完全一样，Q₂和Q₃驱动波形完全一样，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的驱动占空比恒为0.5，且Q₁驱动与Q₂驱动互补，Q₄驱动与Q₃驱动互补；Q₅的开通起点与Q₁的开通起点相同，Q₆的开通起点与Q₂的开通起点相同；Q₅和Q₆驱动的占空比相等，通过闭环控制调节Q₅和Q₆的占空比。

一个开关周期包括六个开关模态，根据不同开关模态分别对开关管进行控制。设t为时间，一个周期为t₀≤t＜t₆，根据开关模态与第一、二变压器原边电流的不同，第一开关模态对应t₀≤t＜t₁，第二开关模态对应t₁≤t＜t₂，第三开关模态对应t₂≤t＜t₃，第四开关模态对应t₃≤t＜t₄，第五开关模态对应t₄≤t＜t₅，第六开关模态对应t₅≤t＜t₆。具体控制方法如下：

其中V_in为输入电压，V_o为输出电压，Q₁为第一开关管，Q₂为第二开关管，Q₃为第三开关管，Q₄为第四开关管，Q₅为第五开关管，Q₆为第六开关管；T_r1为原副边匝比为1:N₁的第一变压器，T_r2为原副边匝比为1:N₂的第二变压器，L_r为包含有第一变压器原边漏感的谐振电感，C₅和C₆为开关管电容；D₁为第一二极管，D₂为第二二极管，C_r1和C_r2分别为第一和第二谐振电容，C_o为输出输出滤波电容；i_p1为从第一变压器原边同名端流入的电流，i_p2为从第二变压器原边同名端流入的电流，i_D1为流经第一二极管的电流，i_D2为流经第二二极管的电流；所述六个工作模态如下，其中：t₀≤t＜t₆为一个完整的开关周期：t₀≤t＜t₃为前半周期，t₃≤t＜t₆后半周期：

如图2所示，第一开关模态：t₀≤t＜t₁

t₀时刻是一个新开关周期的起点；在所述t₀时刻，开关管Q₂和Q₃关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅开通，Q₆处于关断状态保持不变；在t₀时刻之前，电流i_p1、i_p2、i_D1、i_D2均已为0，所以Q₂和Q₃实现了零电流关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅则为零电流开通；t₀≤t＜t₁时间区间内，电感L_r与谐振电容C_r1、C_r2发生谐振，电流i_p1、i_p2、i_D1均按谐振规律变化，i_D2仍为0；输入侧电流分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₁、L_r、T_r1的原边和Q₄，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₅、T_r2的原边和Q₄，回到V_in的负极；输出侧电流按谐振规律变化，流经C_r1、C_r2、两个变压器副边和D₁，方向为变压器副边同名端流出的方向；

如图3所示，第二开关模态：t₁≤t＜t₂

t₁时刻Q₅关断，其余5个开关管状态保持不变；t₁≤t＜t₂时间区间内，i_p1、i_p2、i_D1均谐振下降，i_D2保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态一中相同；第二路电流方向与模态一中相同，但由于Q₅的关断，只在由Q₄、T_r2的原边和Q₆的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流谐振下降，电流方向和电流通路与模态一中相同；

如图4所示，第三开关模态：t₂≤t＜t₃

t₂时刻，6个开关管状态保持不变，i_p1、i_p2、i_D1均下降为0，i_D2也仍为0；t₂≤t＜t₃时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由电容C_o向负载供电；

如图5所示，第四开关模态：t₃≤t＜t₄

t₃时刻是前半个开关周期的结束点，也是后半个开关周期的起点；在t₃时刻，开关管Q₁和Q₄关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆开通，Q₅处于关断状态保持不变；在t₃时刻之前，电流i_p1、i_p2、i_D1、i_D2均已为0，所以Q₁和Q₄实现了零电流关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆则为零电流开通；t₃≤t＜t₄时间区间内，i_p1、i_p2反向谐振变化，i_D2正向谐振变化，i_D1仍为0；输入侧电流也分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₃、T_r1的原边、L_r和Q₂，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₃、T_r2的原边和Q₆，回到V_in的负极；输出侧电流谐振变化，流经D₂、两个电压器副边、C_r1和C_r2，为变压器副边同名端流入的方向。

如图6所示，第五开关模态：t₄≤t＜t₅

t₄时刻Q₆关断，其余5个开关管状态保持不变；t₄≤t＜t₅时间区间内，i_p1、i_p2、i_D2均谐振下降，i_D1保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态四中相同；第二路电流方向与模态四中相同，但由于Q₆的关断，只在由Q₃、T₂的原边和Q₅的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流谐振下降，电流方向和电流通路与模态四中相同；

如图7所示，第六开关模态：t₅≤t＜t₆

t₅时刻，6个开关管状态保持不变，i_p1、i_p2、i_D2均下降为0，i_D1也仍为0；t₅≤t＜t₆时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由电容C_o向负载供电，与模态三相同。

相对于传统的LCC谐振变换器，本发明在实现软开关的采用的控制方法较为简单，6个开关管中的4个是固定占空比无需控制，另外两个采用PWM控制，大大提高了系统的可靠性，同时保持了较低开关损耗和导通损耗；另外，电感放置在变换器的输入侧也能有效减小电感量并且避免副边高压滤波电感的使用，有利于减小变换器的体积。

如图9和图10所示为实施例二和实施例三，将谐振电容串联在第二变压器原边的同名端或异名端，输出滤波电容为两个串联，其两个输出滤波电容的连接中间点连接第二变压器副边的异名端，其他元件连接方式同实施例一，也可以实现相同的效果。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，如图9与图10，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。