专利名称：电源转换器所需的具有关闭周期调节功能的pwm控制器的制作方法
技术领域：
本发明是有关于一种切换模式电源转换器，且特别是有关于一种脉宽调制(Pulse Width Modulation；简称PWM)的切换模式电源转换器。
请参考
图1，其绘示的是回扫电源转换器(flyback powerconverter)的一电路图，其中内含一控制电源输出以达成规格化的PWM控制器100，而晶体管510切换变压器400之用。当晶体管510关闭时，变压器400的漏电感(Leakage inductance)会使流经的电流在某一短暂时间中不断地流动，其中一部份电流继续流进关闭的晶体管510，而另一部份电流会经过二极管520流进电容器560，其中，电阻器620会损耗充电电容器560的能源，而由二极管520、电阻器620及电容器560组成的缓冲电路会减低漏电感的影响及避免晶体管510的损坏。经过晶体管510的开启及输出整流器530的关闭，会呈现指数衰退振荡或有′振铃振荡(ring)′出现，其中，′ring′的频率是由关闭的整流器530内部的电容及变压器400的次级电感所决定，而′ring′的振幅及持续时间是由输出电流及整流器530的反向恢复时间(reverse recovery time)所决定。但由于′ring′会引起RFI问题且易被横跨输出整流器530的缓冲电阻器630及缓冲电容器570所消除，是以以下即会针对在轻负载状态下有关电源转换损失的议题作说明1)晶体管510的切换损失PQ可表示为(to1/T)(∫0to1VQ×Ipdt),]]>其中T是切换周期，而t01是电压VQ与电流Ip的重叠期间，另外，Ip是变压器400的初级电流，而VQ是横跨晶体管510的电压。
2)输出整流器530的切换损失PD可表示为(trr/T)(∫0trrVd×Iddt),]]>其中trr是整流器530的反向恢复时间，而Vd是在整流器530关闭时横垮于整流器530上的电压，另外，Id是受限于变压器400的次级电感。
3)变压器400的铁损PT，是直接与磁通(flux)密度Bm、铁芯体积Vv及切换周期T成比例关系，其中PT＝K0×Bm×Vv/T，其中K0是由铁芯材料所决定的常数。
4)缓冲电路的功率损失pR可表示成pR＝(1/2)×C×Vd2/T，其中，C是缓冲电路的电容，例如电容器560。
5)电压漏电感的电源损失PL可表示成PL＝(1/2)×Lt×Ip2/T，其中Lt是变压器400的初级漏电感，而电阻器620耗损的功率即是由Lt所造成。
由上可以发现所有的损失都与切换周期T有比例关系，是以当切换周期T增加时可以减低电源的损失。然而，由于电源转换会因操作于较短的切换周期的限制而使电源转换器的体积缩小，是以为预防变压器的饱和，必须控制电压-时间比率(Vin×Ton)以限制变压器的磁通密度Bm。其限制条件是Bm＝(Vin×Ton)/(Np×Ae)---------------(1)其中Vin是电源转换器的输入电压，Ton是工作切换周期，Np是变压器的初级圈数，Ae是变压器的截面积，另外，(Np×Ae)值是表示变压器的体积大小，而较短的切换周期可以得到短暂Ton及较小的变压器。
以回扫电源转换器为例输出电压Po是等于[1/(2×T)]×Lp×Ip2，其中，Lp是变压器400的初级电感，而由于Ip＝(Vin/Lp)×Ton，是以输出电压Po在数量上可以表示为
Po＝(Vin2×Ton2)/(2×Lp×T)------------------(2)由等式(2)来看，在轻负载条件下Ton是极短暂的，以致明显可允许切换周期T的延长，是以在电源转换器的电源线性地损耗减少下，会相对应的使在轻负载及无负载情况下的切换周期增加。不过，在无任何限制条件下延长切换周期是极不安全的作法，依据变压器显示于等式(1)的行为，变压器可能会因Ton的延长而呈现饱和，是以动态负载会产生一个立即延长Ton，此动态负载指负载会在轻负载及高负载之间瞬间转换。而磁性器件的饱和，如电感及变压器，会引起电流的浪涌(surge)，此电流浪涌会在电源转换器中产生噪声(spike-noise)且亦会对如晶体管及整流器的切换装置造成过负荷(over-stress)危险。
请合并参考图2及图3，其中图2绘示的是PWM-控制器的电路图，而图3绘示的是图2中电路的波形图。当开关25通过充电信号IVp开启时，充电电流IC会对电容器CT充电且一旦横跨电容器CT的电压达到比较器10的高压点VH时，比较器10及非与门(NANDgate)17、18会产生放电信号Vp，此放电信号Vp会打开开关26，当开关26打开后会通过放电电流ID以对电容器CT进行放电，其中，充电电流IC与放电电流ID是线性相关的。另外，放电的现象是连续的，直至电容器CT的电压低于低压点电压值VL，其中电容器CT的电压与低跳点电压值VL之间的比较是由比较器11进行。上述的充电电流IC、放电电流ID、电容器CT、比较器10与11、开关25与26，以及非与门17与18会形成一个锯齿信号产生器(saw-tooth-signalgenerator)，以产生一个脉冲信号输入至触发器(flip-flop)20。一旦比较器12的接脚VS的电压高于信号35时，比较器12即会重置(reset)触发器20，其中信号35是由回授信号VFB而来，但会由电阻器RA及RB衰减其信号强度。图1中的电阻器610会转换变压器400的电流信息为电压信号37，此电压信号是一个锯齿信号(ramp signal)，而输入电压Vin及变压器400的电感系数会决定锯齿信号的斜率，VR610＝R610×(Vin×Ton)/Lp，其中电阻器610的电压即是图2的电压信号37，用以驱动PWM控制器的接脚VS，而回授信号VFB是由光学耦合器件200的输出端输出，再经过位移二极管(level shift diode)21而导引出来，差动放大器300是驱动光学耦合器件200的输入端，其中差动放大器300的输入端是连接电源转换器Vo的输出端以形成电压回授回路，经过电压回授回路的控制，VFB的电压会决定输出电源。电容器CT的放电时间会决定PWM信号39的关闭时间，而此PWM信号39决定PWM控制器100的最大负荷循环周期(duty cycle)，而在放电信号Vp于高准位状态时，会关闭PWM信号39。
依据上述观察，T的延长可凭借Toff的延长来达成，其中Toff是切换周期T的关闭周期，而T＝Ton+Toff。当Toff的延长是为响应在轻负载及非负载情况下的低回授电压VFB时，则可减少电源的损耗情形。
进一步来说，在PWM控制器中的关闭周期调节功能可以减少电源转换器在轻负载及无负载情况下的电源损耗，且在正常负载及全载情况下的电源转换操作也不会受到关闭周期的调节而有所影响。
为让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明。
VH高压点 VL低压点100PWM控制器200光学耦合器件300差动放大器 400变压器510晶体管 520二极管530输出整流器 550，560，570，CT电容器610，620，630电阻器由电压回授回路引导出的回授电压VFB会经过加法器51减去临界电压VA，临界电压VA是一个定义轻负载(light load)位准的固定常数，V/I转换器53会将加法器51的输出电压转换成V/I电流，电流镜放大器55会将V/I电流放大成一个放大电流，而限制器57会产生一个受限电流(limited current)Ilimit，其中放大电流的振幅会箝制在零与上限电流(utmost current)Iut之间的范围中，加法器59会将受限电流Ilimit与一固定电流IA相加，其中，固定电流IA决定最小放电电流且会决定最大关闭周期。晶体管61及晶体管63会形成一个反射电流镜(echo current mirror)，经过此反射电流镜，加法器59的输出会转变成放电电流ID，电流镜放大器55的增益G决定放电电流ID递减中的斜率，而此放电电流ID的递减是因应回授电压VFB的递减而来。一旦回授电压VFB递减至接近临界电压VA的位准时，放电电流ID会减少且切换周期会持续递增，当回授电压VFB低于临界电压VA时，会由上限电流Iut决定最大的放电电流ID，此放电电流ID即是决定在正常负载及全载下的切换周期T，其中，最小的放电电流可决定最大关闭周期及最大切换周期。充电电流IC是一个固定常数，用来决定切换周期的最大工作周期，当保持最大工作周期为固定常数且递增关闭周期而延长切换周期时，可预防磁性器件的饱和。图5绘示的是依据图2在其所包含的关闭周期调节下的一波形图，其中，受限电流Ilimit可以表示成Ilimit＝[(VFB-VA)/Rs]×G；0≤Ilimit≤Iut如果Ilimit≤0，则Ilimit＝0；如果Ilimit≥Iut，则Ilimit＝Iut；另外IC＝K1；ID＝(Ilimit+IA)×Gm；以及IA≤ID≤(Iut+IA)其中，Rs(V/I转换器53的转换函数)是一个电阻器，Gm是反射电流镜的增益，Gm＝1；且K1是一个常数。
请参考图6，其绘示的是依据图4的一关闭周期调节下的一实例电路图。其中，运算放大器(op amp)81、晶体管65及电阻器Rs会形成一个V/I转换器，用以输出V/I电流，而经过运算放大器83，临界电压VA会连接至电阻器Rs，其中，V/I电流可以表示成(VFB-VA)/Rs。晶体管67与晶体管69会发展出电流镜放大器且会输出放大电流，其中，晶体管67、69的栅极(gate)会与晶体管67的漏极(drain)连结在一起，且晶体管67与69的几何大小可决定电流镜放大器的增益G。V/I电流是连结至晶体管67的漏极，晶体管67与69的源极(source)是连结在一起，稍后会由固定电流IB所驱动，而由于固定电流IB会限制电流镜放大器的总电流，是以上限电流Iut会等于固定电流IB减掉V/I电流，经过晶体管69的漏极，电流镜放大器会输出界于零与上限电流Iut之间的受限电流Ilimit＝[(VFB-VA)/Rs]×G。晶体管61与63会形成反射电流镜，其中的晶体管61、63的栅极会与晶体管61的漏极连结在一起，而晶体管61与63的源极则会是接地的一端。放大电流会加入固定电流IA，而此固定电流IA是连接于晶体管61的漏极，也就是反射电流镜的输入端，而晶体管63的漏极会输出放电电流ID。因为晶体管61与63的几何大小相同，是以反射电流镜的增益Gm会等于1，因此ID＝[(VFB-VA)/Rs]×G+IA；以及IA≤ID≤(Iut+IA)充电电流IC是一个决定切换周期的最大操作期间的固定常数，是以在最大操作期间维持固定下，即由关闭周期的递增而延长切换周期。
如上所述，PWM控制器在具有本发明的关闭周期调节(off-timemodulation)功能下，可以减少电源转换器在轻负载及非负载情况下的能源消耗，更甚者，关闭周期调节功能不会引发磁性饱和。
虽然本发明已以较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技术者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。
权利要求
1.一种PWM控制器，具有一关闭周期调节功能，在一轻负载及一无负载情况下递增一切换周期，其特征在于包括一关闭周期调节器，针对一锯齿信号产生器以提供一放电电流，用以调节一PWM信号的该切换周期，其中该锯齿信号产生器的一充电电流保持一固定常数。
2.如权利要求1所述的PWM控制器，其特征在于其中该关闭周期调节器针对该PWM信号的该切换周期的调节，是因应该放电电流的递减而递增该切换周期。
3.如权利要求1所述的PWM控制器，其特征在于其中该关闭周期调节器所产生的该放电电流为一回授电压及一临界电压的一函数，其中该回授电压是由一电源转换器的一电压回授回路所引导出，而该临界电压是决定该轻负载情况下的位准的一固定常数。
4.如权利要求3所述的PWM控制器，其特征在于其中该回授电压与该临界电压会决定该放电电流的该函数，其中该放电电流的范围是受限于一固定电流与一上限电流之间，该固定电流是决定一最大切换周期，而该上限电流是决定一最小切换周期，其中最小切换周期指在一正常负载及一饱和负载情况中的切换周期。
5.如权利要求3所述的PWM控制器，其特征在于其中该关闭周期调节器包括一第一加法器，其中该第一加法器的一输出电压等于该回授电压减去该临界电压；一V/I转换器，用以转换该输出电压为一V/I电流；一电流镜放大器，用以放大该V/I电流以及产生一放大电流，其中该电流镜放大器的一增益是决定该放电电流的一递减斜率，而该放电电流反该回授电压的递减而递减；一限制器，用以箝制该放大电流为一受限电流，其中该受限电流的振幅范围在零与上限电流之间；一第二加法器，将该受限电流加与一固定电流；一第一反射晶体管与一第二反射晶体管会发展出一反射电流镜电电流是经过该反射电流镜从该第二加法器的输出端复制出来。
6.如权利要求1所述的PWM控制器，其特征在于其中该关闭周期调节器具有一示范电路，包括一输入运算放大器、一缓冲运算放大器、一电阻器及一V/I晶体管发展出的一V/I转换器，其中一回授电压连接于该输入运算放大器的输入端，一临界电压是连接于该缓冲运算放大器的输入端，而该输入运算放大器的输出会驱动该V/I晶体管，其中该V/I转换器会经过该电阻器及该V/I晶体管转换该回授电压减去该临界电压的电压为一V/I电流；一第一增益晶体管与一第二增益晶体管会发展出一电流镜放大器及产生一放大电流，其中该第一增益晶体管与该第二取增益晶体管的几何大小会决定该电流镜放大器的增益，其中该第一增益晶体管的栅极、该第二增益晶体管 的栅极与该第一增益晶体管的漏极连结在一起，该V/I电流会驱动该第一增益晶体管的漏极，而该第一增益晶体管的源极与该第二增益晶体管的源极是连结在一起；一限制电流源与该电流镜放大器的操作等同该一限制器，用以将该电流镜放大器的一最大输出电流箝制为一受限电流，其中该限制电流源是附加于该第二增益晶体管的栅极，而该受限电流是经过该第二增益晶体管的漏极输出；一固定电流源，是产生一固定电流以及决定一最小放电电流，其中一上限电流是该固定电流与该受限电流的最大电流的总合，其中该上限电流是决定一最大放电电流；一第一反射晶体管与与一第二反射晶体管会发展出一反射电流镜及产生该放电电流，其中该放电电流是经过该反射电流镜从该反射电流镜的一输入电流复制而来，其中该反射电流镜的该输入电流该固定电流及该受限电流的总合。
全文摘要
本发明提出一种具有关闭周期调节功能的PWM控制器。该关闭周期调节功能的达成需保持充电电流为一固定常数且须调节PWM控制器的锯齿信号产生器的放电电流，其调节方式是递减该放电电流以延长切换周期。由电压回授回路所导引出的回授电压是作为一个指针，放电电流即是以此指针调节成回授电压的函数，另外，一临界电压是定义在轻负载情况下的位准，回授电压与临界电压的差异会被转换成电流，即在被放大信号后转换成该放电电流。一限制器会箝制最大放电电流以决定在正常负载与最大负载下的切换周期。一旦回授电压递减至接近临界电压时，放电电流会递减而切换周期会持续延长，而当回授电压低于临界电压时，最小放电电流会决定最大切换周期。
文档编号H02M1/40GK1405962SQ02140509
公开日2003年3月26日 申请日期2002年7月5日 优先权日2001年8月15日
发明者杨大勇 申请人:崇贸科技股份有限公司