专利名称：用于驱动振荡激励器的双边自激振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于驱动振荡激励器的自激振荡电路，特别是涉及一种用于驱动线性或循环振荡激励器的双边自激振荡电路，其在激励器的一个谐振周期内，使驱动电流在激励器内具有两个方向，用以提高激励器的性能和可控性。
背景技术：
线性振荡激励器已经被应用在许多电气装置中，如往复运动刮刀，并通常包括有带有线圈的定子和带有永久磁铁的往复运动机件。连接该线圈以接收来自电源的周期电流，而产生与永久磁铁相互作用的磁通，以使往复运动机件的机械谐振在其固有频率附近，从而推动往复运动机件相对于定子线性运动。本发明就是针对一种自激振荡电路，用于驱动线性振荡激励器或其它类型的激励器，如循环振荡激励器。尽管往复运动机件是激励器的一部分，但在本发明的范围内，术语“激励器”和“往复运动机件”可以互换使用。
美国专利No.6,133,701公开了一种具有自激振荡电路的用于驱动线性振荡激励器的系统，图1为它的一个电路图。连接该电路以用正反馈方式接收穿越该线圈(激励器绕组)形成的反电动势电压信号，以产生一驱动脉冲。由该驱动脉冲产生的电流被定期施加给该线圈，使该往复运动机件的机械谐振持续进行。但是，在这个方案中，在不被相当大地衰减的情况下，当带有大负载时该往复运动机件很难保持连贯的振荡。
进一步的，在图1中所示的现有技术的实施例中，电路的各种性能，如功率控制、自行起动振荡等都不能满足下一代电路设计的需要。本发明正是考虑到上述背景技术而完成的，即提供一种改进的自激振荡电路，以在线性或循环振荡的激励器的谐振频率附近驱动激励器。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种用于驱动振荡激励器的双边自激振荡电路，其能够产生两个驱动脉冲，以使电流在激励器的每个谐振周期内，在正和负两个方向上在激励器内流动。
本发明的另一个目的是提供一种用于驱动振荡激励器的双边自激振荡电路，用于改善激励器的性能，如减小功耗和提高响应速度。
在本发明中，该自激振荡电路用于驱动具有一线圈，以接收来自一电源的一周期电源电流，并以一预定的谐振频率进行振荡的振荡激励器，该自激振荡电路包括一带通滤波器，其中心频率被调整到该谐振频率，用于接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf，即back electromotiveforce voltage)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；和一功率放大器，用于接收来自该带通滤波器的正弦波输出信号，并在该激励器的谐振频率的每个周期内产生两个驱动脉冲，以使该周期电源电流在该谐振频率的每个周期内在正和负两个方向上流过该线圈。
在本发明的另一个方案中，该功率放大器是这样实现的一比较器，用于比较来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一阈值电压，并当该正弦波超过该阈值电压时产生一驱动脉冲；和一与线圈串联的开关，以响应驱动脉冲连接该电源到线圈上，或断开该电源与线圈的连接，从而使该周期电源电流在正和负两个方向上流过该线圈。
在本发明的一个更详细的实施例中，该自激振荡电路具有一带通滤波器，其中心频率被调整到该谐振频率，用于接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；一第一比较器，用于比较来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一阈值电压，并在该谐振频率的一第一个半周期内，当该正弦波超过该阈值电压时，产生一第一驱动脉冲；一第二比较器，用于将在极性上与来自带通滤波器的正弦波输出信号相反的正弦波与一阈值电压进行比较，并在该谐振频率的一第二个半周期内，当该正弦波超过该阈值电压时，产生一第二驱动脉冲；和一具有四个开关的H桥式开关电路，激励器连接在该H桥式开关电路的中间部分上，并连接到电源上。该H桥式开关电路响应第一和第二驱动脉冲连接该电源到线圈上，或断开电源与线圈的连接，从而使该周期电源电流在该谐振频率的每个周期在正和负两个方向上流过该线圈。
优选的，该第一和第二比较器的阈值电压与该带通滤波器的偏压不同，以产生占空比(duty ratio)小于50-50的驱动脉冲。该自激振荡电路进一步包括用于在激励器振荡的启动过程瞬间改变第一和第二比较器的阈值电压，以使该阈值电压与该带通滤波器的偏压相同的装置。
在一个更具体的方案中，该自激振荡电路包括一带通滤波器，其中心频率被调整到该谐振频率，以接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；一比较器，用于将来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一阈值电压进行比较，并产生一驱动脉冲，该驱动脉冲在每次正弦波超过阈值电压时，在该谐振频率的一第一个半周期产生一正电压摆动，和在该谐振频率的一第二个半周期产生一负电压摆动；和具有两个开关的推挽开关电路，激励器连接在该推挽开关电路的中间部分和地之间，并连接到正和负电源上。该推挽开关电路响应驱动脉冲连接该电源到线圈上，或断开电源与线圈的连接，从而使周期电源电流在该谐振频率的每个周期在正和负两个方向上流过该线圈。
在一个更具体的方案中，该自激振荡电路包括一带通滤波器，其中心频率被调整到谐振频率，用于接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；一第一比较器，用于将来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一第一阈值电压进行比较，并在该谐振频率的一第一个半周期内，当该正弦波超过该第一阈值电压时，产生一第一驱动脉冲；一第二比较器，用于将来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一第二阈值电压进行比较，并在该谐振频率的一第二个半周期内，当该正弦波超过该第二阈值电压时，产生一第二驱动脉冲；和具有两个开关的推挽开关电路，该激励器连接在该推挽开关电路的中间部分和地之间，并连接到正和负电源上。该推挽开关电路响应第一和第二驱动脉冲将正和负电源连接到线圈上，或断开正和负电源与线圈的连接，从而使该周期电源电流在正和负两个方向上流过该线圈。
在本发明的自激振荡电路中，使用了双边驱动方法，使得驱动脉冲在机械谐振频率的每个周期内产生两次，从而导致电流在激励器的线圈内具有正和负两个方向。与传统技术相比，这种方法实质上只需要较小的电功率来驱动激励器。此外，由于驱动脉冲的重复频率是单边驱动方法的两倍，本发明的双边驱动方法还带来了其它的好处，如对外部负载的快速响应。
下面结合附图对优选实施例的描述，将使本发明的上述和其他目的和具有优势的特征变得更为明显。
图1为在美国专利No.6,133,701中描述的传统的用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的电路图。
图2A和2B为自激振荡电路中单边驱动方法和双边驱动方法之间的不同点的示意图。
图3为根据本发明配置有带通滤波器和放大器的用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的基本电路结构的示意图。
图4为包括可作为图3的功率放大器的比较器和开关的自激振荡电路的示意图。
图5为图4的自激振荡电路中的比较器的输入和输出波形的波形图。
图6为本发明中带有H桥式电路和一个偏压结构的，用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的一个结构实施例的电路图。
图7为本发明中带有H桥式电路和两个偏压结构的，用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的另一个结构实施例的电路图。
图8A-8D为包括于图6和7的实施例的操作中的激励器的矩形驱动脉冲、来自电源的电源电流和相移的波形图。
图9为本发明中带有推挽电路和一个偏压结构的，用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的一个结构实施例的电路图。
图10A-10E为包括于图9的实施例的操作中的激励器的矩形驱动脉冲、表示Vbemf的反馈电压、来自正负电源的电源电流和相移的波形图。
图11为本发明中带有推挽电路、两个比较器和两个偏压结构的，用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的一个结构实施例的电路图。
图12A-12E为包括于图11的实施例的操作中的激励器的矩形驱动脉冲、表示Vbemf的反馈电压、来自电源的电源电流和相移的波形图。
图13A-13D为当驱动脉冲的相位在非最佳设定值时，激励器的驱动电压和振荡波形之间定时关系的波形图。
图14A-14D为当驱动脉冲的相位在最佳设定值时，激励器的驱动电压和振荡波形之间定时关系的波形图。
图15A-15C为包括于本发明的H桥式电路中的充电和放电反向电流过程的示意图。
具体实施例方式
现在参考图2和3，其示出了本发明的用于驱动振荡激励器的自激振荡电路的基本原理。以说明为目的，现以在驱动线性振荡激励器的情况下描述本发明。但是，应注意的是，本发明还可以应用到其他类型激励器中，如循环振荡激励器。
连接自激振荡电路，以用正反馈方式接收穿越激励器的线圈形成的反电动势电压，以产生驱动脉冲并施加给激励器。该驱动脉冲使得电流在正和负两个方向上被定期地施加给线圈，以使激励器(往复运动机件)的振荡持续下去。该激励器的振荡频率是往复运动机件的机械谐振频率或者固有频率。
在本发明的自激振荡电路中，设计为在机械谐振频率的每个周期内产生两次驱动脉冲，以使电流在激励器的线圈内在两个(正和负)方向上流过，即双边驱动方法。与此对比，传统技术中的自激振荡电路在每个谐振周期内产生一次驱动脉冲，而使电流在激励器线圈内在一个方向上流过，即单边驱动方法。
图2A和2B示出了自激振荡电路中单边驱动方法和双边驱动方法之间的不同点。图2A说明了传统技术中单边驱动的波形，其中，电流幅值为2I的驱动脉冲以激励器的谐振周期T来激励该激励器。图2B说明了本发明的双边驱动的波形，其中，电流幅值都为I但极性相反的两个驱动脉冲在谐振周期T内激励该激励器。
在图2A和2B中，根据使激励器保持可逆动作所需要的功率值，通过自激振荡电路的正反馈回路来调节脉冲宽度。换句话说，是在一定的调制度或调制系数m(0≤m≤1)的电路中进行脉冲宽度调制。假设R表示流过上述电流I或者2I的路径中的全部电阻值，则在单边驱动中全部功耗P用P＝I2R×2m来表示，而在双边驱动中全部功耗P用P＝I2R×m来表示。这种关系反映出，单边驱动的功率损失是双边驱动的两倍。
因此，本发明的双边驱动实质上需要较小的电功率来驱动激励器。由于线性振荡激励器被应用到如往复运动刮刀那样使用电池的电气装置中，因此，功率的减小会带来很重要的优势。此外，由于驱动脉冲的重复频率是单边驱动方法的两倍，双边驱动方法还带来了包括对外部负载作出快速反应的其他益处。
为了实现该双边驱动，自激振荡电路的基本结构包括如图3所示的一带通滤波器和一功率放大器。该带通滤波器的中心频率(通带频率)被设定为往复运动机件的机械谐振频率。该带通滤波器的输入被偏压为一预定电压，如地电位，并被提供一表示在激励器的线圈上检测到的反电动势电压(Vbemf)的反馈电压。因此，该带通滤波器的输出是一正弦波信号，其在第一个半周期具有一正曲线，在接下来的半周期具有一负曲线。功率放大器接收来自带通滤波器的正弦波信号，并产生如图2B所示的具有正和负方向的驱动脉冲。
举例说明，图3的功率放大器可由图4所示的一比较器和一开关来实现。图5示出了该比较器输入端和输出端的波形。该比较器在其一个输入端上接收正弦波信号，在其另一个输入端上接收阈值电压(参考电压)。因此，输入的正弦波被变化成一矩形波(驱动脉冲)，其作为对位于电源和线圈之间的开关的控制信号。如图5中所示，阈值电压确定了输入的正弦波的参考点，在该参考点比较器的输出会改变其状态。因此，比较器的阈值电压确定了脉冲宽度，即驱动脉冲的占空比。
图6为第一优选实施例，其是具有H桥式电路结构的用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路。在这个实施例中，该带通滤波器和比较器被提供有一偏压Vb。四个开关和激励器被连接成一H桥式电路，该桥式电路被连接到电压源Vd上以提供电源电流给激励器。带有线圈的激励器(往复运动机件)被连接在H桥式电路的中间部分。在这个实施例中，四个开关是由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)M1-M4来实现的，但也可以使用其他类型的开关。
带通滤波器被构造成具有运算放大器31、电阻器R1、R2、R3、Ra和Rb，以及电容器C1和C2。这样的有源带通滤波器在本领域中是公知的，因此，这里不再给出关于其的详细说明。图6的实施例包括一对比较器33和37，每一个都具有一运算放大器。比较器33接收带通滤波器中放大器31的输出，而比较器37则通过由运算放大器35以及电阻器R4和R5形成的反相器接收放大器31的反相输出。
比较器33的输出(驱动脉冲)Vo1具有如图5所示的矩形波形，并且被施加到MOSFETs M1和M2的栅极。同样地，比较器37的输出(驱动脉冲)Vo2具有一矩形波形，并且被施加到MOSFETs M3和M4的栅极。一表示线圈上的反电动势电压(Vbemf)的反馈电压Vf，被检测到并施加给带通滤波器的输入端，从而形成一正反馈回路。带通滤波器在其运算放大器31的非反相输入端处被提供该偏压Vb。
比较器33和37被提供有相同的阈值电压(偏压)Vb，其是与施加给带通滤波器的偏压Vb相同的电压。因此，每个比较器33和37都比较输入信号与该阈值电压Vb。当输入信号电平超过阈值电压Vb时，比较器的输出从一个电压电平改变到另一个电压电平，从而形成上面提到的矩形波形的驱动脉冲Vo1和Vo2。
由于比较器37通过反相器接收带通滤波器的反相输出信号，因此驱动脉冲Vo1和Vo2彼此相相移动180°，如图8A和8B所示。此外，由于用于两个比较器33和37的阈值电压Vb是相同的，从而在相同的输入电压时改变输出状态，因此驱动脉冲Vo1和Vo2具有50-50的占空比。由于驱动脉冲Vo1和Vo2被施加给MOSFET开关M1-M4，因此电源电流Id在谐振频率的第一个半周期流过开关M2、激励器和开关M1，在第二个半周期流过开关M4、激励器和开关M3。因此，本发明的自激振荡电路通过电流Ia在两个方向上(双边驱动)驱动激励器，该两个方向是在谐振频率的每个周期内的两个驱动脉冲所引起的。
图7为另一个用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的优选实施例，其具有与图6的实施例相似的H桥。在图7的实施例中，包括两个偏压Vb1和Vb2。偏压Vb1被提供给带通滤波器(运算放大器31)和反相器(运算放大器35)。偏压Vb2被分别作为阈值电压提供给比较器33和37。
因此，根据偏压Vb1和阈值电压Vb2间相差的值，该驱动脉冲Vo1和Vo2的占空比被调整到小于50-50的值，例如为40-40。在图7中，这种调整可以通过改变电阻Ra和/或Rb来完成。当占空比为如在图6的实施例中中的50-50时，即使在带通滤波器的输出正弦波很小时，自激振荡电路能够产生驱动脉冲Vo1和Vo2。与此相比，图7的实施例需要输出的正弦波具有比偏压Vb1和Vb2之间的电压差大的幅值来产生激励器的驱动脉冲。但是通过选择偏压以及其他参数，图7的实施例具有了达到激励器的最佳性能的更好的可控性。
图7的实施例进一步包括一电阻网络，即由电阻器Ra和Rb形成的分压器，其中电容器C3并联于电阻器Rb。该分压器确定了偏压Vb1和Vb2。这样设置的目的是为了有助于驱动激励器的自激振荡电路中的启动操作。如前面提到的，当在图7的实施例中使用两个偏压Vb1和Vb2时，带通滤波器的输出电压必须要大于该两个电压之间的差值。
在自激振荡电路的启动阶段，即使当带通滤波器的输出电压，即反电动势电压(Vbemf)很小时，使比较器33和37能够产生驱动脉冲是必要的。为了有助于这样的启动操作，提供了电容器C3，以在接通电源时瞬间短路电阻器Rb，使得两个偏压Vb1和Vb2变成彼此相同或相近，从而提高比较器33和37的电压灵敏度。
图8A-8D的波形图说明了包含于图6和7的实施例的操作中的激励器的矩形驱动脉冲、来自电源的电源电流和相移。图8A为驱动脉冲Vo1的波形，图8B为驱动脉冲Vo2的波形，它们彼此相相移动180°。图8C为从电源Vd流向激励器的电源电流Id的波形。图8D为激励器(往复运动机件)相移的波形，其是激励器在机械谐振频率时的振荡幅值。在这个实施例中，峰到峰(peak-to-peak)的振荡幅值大约是1.2毫米。
图9为本发明进一步的实施例，在该实施例中，用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路具有推挽开关电路。带通滤波器与前述图6和7的实施例中示出的相同。在该实施例中，单一比较器(运算放大器)33被连接到带通滤波器上。比较器33的输出端被连接到推挽电路上。
带通滤波器的运算放大器31和比较器33通常被偏压到零电压。尽管没有示出，但运算放大器31和比较器33被提供有电源+Vs和-Vs。因此，比较器33产生一驱动脉冲Vg，其在谐振频率的一个半周期为正电压，在谐振频率的另一个半周期为负电压。如上面提到的，由于比较器33的阈值电压是零电压，因此驱动脉冲Vg是占空比为50-50的矩形波形。
推挽电路具有作为开关元件的MOSFETs M11和M22，但其他类型的半导体开关也是可行的。在这个实施例中，MOSFET M11是n-型MOSFET，而MOSFET M22是与之串联的p-型MOSFET。正和负电压+Vd和-Vd被分别施加给图9中所示的推挽电路。激励器被连接在MOSFET M11和M22的公共点和地之间。在激励器线圈上检测到的表示反电动势电压(Vbemf)的反馈电压Vf被提供给带通滤波器的输入端，以形成一正反馈回路。
在这种结构中，当驱动脉冲Vg在第一个半周期为正脉冲时，MOSFETM11被接通，使得电源电流Id从电源Vd、MOSFET M11、激励器流向地。相反地，当驱动脉冲Vg在第二个半周期为负脉冲时，MOSFET M22被接通，使得电源电流-Id从地、激励器、MOSFET M22流向电源-Vd。因此，本发明的自激振荡电路通过两个驱动脉冲驱动该激励器，而使电流在谐振频率的每个周期在两个方向上(双边驱动)流动。
图10A-10E的波形图说明了在图9的实施例中操作的激励器的矩形驱动脉冲Vg、反馈电压Vf、来自电源+Vd和-Vd的电源电流以及相移。图10A为驱动脉冲Vg的波形，其交替地在第一个半周期的正方向上和在第二个半周期的负方向上摆动。图10B为表示感应自激励器线圈的反电动势电压(Vbemf)的反馈电压Vf的波形。图10C为从电源+Vd流向激励器的电源电流Id的波形。图10D为从激励器流向电源-Vd的电源电流-Id的波形。图10E为激励器(往复运动机件)在其机械谐振频率上的相移的波形。
图11为另一个用于驱动线性振荡激励器的自激振荡电路的优选实施例，其具有与图9的实施例相似的推挽电路。图11的实施例包括两个比较器33和37以及两个阈值电压+Vb和-Vb。偏压(阈值电压)-Vb被提供给比较器33，偏压(阈值电压)+Vb被提供给比较器37。带通滤波器(运算放大器31)的输出端通常被连接到比较器33和37的输入端。比较器33产生施加给n-型MOSFET M11的栅极的驱动脉冲Vgn。比较器37产生施加给p-型MOSFET M11的栅极的驱动脉冲Vgp。
在这种结构中，当驱动脉冲Vgn为正脉冲时，MOSFET M11被接通，使得电源电流Id从电源Vd、MOSFET M11、激励器流向地。相反地，当驱动脉冲Vgp为负脉冲时，MOSFET M22被接通，使得电源电流-Id从地、激励器、MOSFET M22流向电源-Vd。因此，图11的自激振荡电路通过两个驱动脉冲驱动该激励器，使得电流在谐振频率的每个周期在正和负两个方向上(双边驱动)流过激励器。
带通滤波器的运算放大器31被偏压为零电压，即，地电位。如上面提到的，阈值电压-Vb被提供给比较器33，阈值电压+Vb被提供给比较器37。因此，根据阈值电压±Vb和地电位之间的电压差值，驱动脉冲Vgn和Vgp的占空比将被调整到小于50-50，例如为40-40。这种调整可以通过改变电阻Ra和/或Rb来完成。优选地，通过改变阈值电压±Vb来调整占空比，以实现自激振荡电路的最佳性能。
与上述图7的实施例相似，图11的实施例进一步包括由电阻器Ra和Rb形成的电阻网络，其中电容器C3并联到电阻器Rb上。分压器确定偏压-Vb和+Vb。这样设置的目的是为了有助于驱动激励器的自激振荡电路中的启动操作。在自激振荡电路的启动阶段，即使当带通滤波器的输出电压，即反馈电压Vf(即反电动势电压(Vbemf))很小时，使比较器33和37能够产生驱动脉冲是必要的。为了有助于这样的启动操作，提供了电容器C3，以在接通电源时瞬间短路电阻器Rb，使得两个偏压-Vb和+Vb变为零电压，从而提高比较器33和37的电压灵敏度。
图12A-12E的波形图说明了在图11的实施例的操作中的激励器的矩形驱动脉冲Vg、反馈电压Vf、来自电源+Vd和-Vd的电源电流和相移。图12A示出了来自比较器33的驱动脉冲Vgn的波形。图12A的波形在第一个半周期的正极性和第二个半周期的负极性间交替地变化。由于阈值电压-Vb的存在，在正极侧的脉冲宽度小于在负极侧的脉冲宽度，并且仅用正极侧来驱动MOSFET M11。尽管这里没有示出，但来自比较器37的驱动脉冲Vgp的波形具有与Vgn相反的波形，并且相相移动了180°，同时仅用负极侧来驱动MOSFET M22。
图12B为表示感应自激励器线圈上的反电动势电压(Vbemf)的反馈电压Vf的波形。图12C为从电源+Vd流向激励器的电源电流Id的波形。图12D为从激励器流向电源-Vd的电源电流-Id的波形。图12E为激励器(往复运动机件)在其机械谐振频率时相移的波形。
关于本发明的前述实施例，发明人已经发现，驱动脉冲和激励器的运动之间的定时关系极大地影响了驱动激励器的效率。因此，优选的是，调整驱动脉冲的相位，以实现最大效率，即激励器的功耗(电源电流)最小，而振荡幅值最大。
图13A-13D为定时关系没有适当地设置的情况。图13A示出了如在图7中所示的驱动脉冲Vo1的波形。图13B为表示感应自激励器线圈上的反电动势电压(Vbemf)的反馈电压Vf的波形。图13C为从电源Vd流向激励器的电源电流Id的波形。图13D为激励器(往复运动机件)在其机械谐振频率时的相移的波形。在该实施例中，相移的峰到峰幅值大约是1.2毫米。
图14A-14D是对应于图13A-13D，在为了实现最大效率适当地设置了定时关系时的波形图。如图14D中所示，激励器相移的峰到峰幅值大约是2.0毫米。注意，图14A的驱动脉冲Vo1和图14D的激励器相移之间的相位差与图13A的驱动脉冲Vo1和图13D的激励器相移之间的相位差是不同的。还应注意，图14C的电源电流Id(表示功耗)的平均值远小于图13C中所示的电源电流的平均值。图14B为反馈电压Vf的波形。
如上面提到的，图14A-14D的最大效率是通过调整驱动脉冲Vo1和Vo2的定时(相位)来实现的，也就是调整施加给比较器33和37的正弦波的定时(相位)。有各种调整相位的方法，例如，通过改变带通滤波器中的电阻R3，或者通过在带通滤波器的输入端或输出端处插入一延迟电路。还可以通过改变比较器33和38的阈值电压，即调节驱动脉冲的占空比，来调整驱动脉冲的相位(驱动脉冲的开始和结束定时)。
在前述图7和11的实施例中，用于比较器33和37的阈值电压与带通滤波器的输出正弦波的偏压是不同的，从而使占空比小于50-50，如为40-40。当占空比小于50-50时，存在一个时间周期，在该时间周期内没有开关(MOSFETs)被驱动脉冲触发。本发明就是利用这样一个MOSFETs的关断周期通过反向电流的流动来释放磁能，该磁能是在正向电流的流动过程中储存在线圈的电感器中的。
反向电流是如图8C和13C中所表示的在反方向流动的电源电流Id的一部分。通过电源电流的正向流动而储存在激励器线圈中的能量在正向流动结束后作为反向电流被放电。本发明中，该放电过程是在当所有开关(MOSFETs)都关断时的时间周期内进行的。
图15A-15C示出了这个过程，其中附图标记S1-S4表示开关，如在H桥式结构中使用的MOSFETs M1-M4。当驱动脉冲Vo1被施加给H桥时，开关S1和S2被接通，使得电源电流Id通过由图15A中所示的箭头所表示的路径流动。相反地，当驱动脉冲Vo2被施加给H桥时，开关S3和S4被接通，使得电源电流Id通过由图15B中所示的箭头所表示的路径流动。由于开关在图15A和15B的任一种情况下被接通，所以包括线圈的时间常数很大，储存在线圈中的能量不能有效地被放掉。图15C为在上面提到的时间周期内所有的开关都关断的情况，在图15C中，储存的能量通过放电电流IR被快速地放掉了，如该放电电流通过MOSFETs的体二极管。
如上面已经描述的，本发明的自激振荡电路在机械谐振频率的每个周期产生两次驱动脉冲。与传统技术相比，这种方法实质上需要较小量的功率来驱动激励器。此外，由于驱动脉冲的重复频率是单边驱动方法的两倍，该自激振荡电路能够很快地响应外部负载。
尽管这里仅特别说明并描述了一个优选实施例，但可以理解的是，在不脱离本发明的精神和意图保护的范围的情况下，根据上述指导并在所附权利要求的范围内本发明可以有许多种修改和变化。
权利要求
1.一种用于驱动振荡激励器的自激振荡电路，该振荡激励器具有一线圈，用以接收来自一电源的一周期电源电流，并以一预定的谐振频率进行振荡，该自激振荡电路包括一带通滤波器，其中心频率被调整到该谐振频率，以接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；和一功率放大器，用于接收来自该带通滤波器的正弦波输出信号，并在该激励器的谐振频率的每个周期内产生两个驱动脉冲，以使该周期电源电流在该谐振频率的每个周期内在正和负两个方向上流过该线圈。
2.如权利要求1所述的自激振荡电路，其中，该功率放大器包括一比较器，用于比较来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一阈值电压，并在该正弦波超过该阈值电压时产生该驱动脉冲；和一开关，串联于该线圈，以响应该驱动脉冲连接该电源到该线圈上，或断开该电源与该线圈的连接，从而使该周期电源电流在正和负两个方向上流过该线圈。
3.如权利要求2所述的自激振荡电路，其中，该比较器的阈值电压与该带通滤波器的偏压相同。
4.如权利要求2所述的自激振荡电路，其中，该比较器的阈值电压与该带通滤波器的偏压不同。
5.一种用于驱动振荡激励器的自激振荡电路，该振荡激励器具有一线圈，用以接收来自一电源的一周期电源电流，并以一预定的谐振频率进行振荡，该自激振荡电路包括一带通滤波器，其中心频率被调整到该谐振频率，用于接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；一第一比较器，用于比较来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一阈值电压，并在该谐振频率的一第一个半周期内，当该正弦波超过该阈值电压时，产生一第一驱动脉冲；一第二比较器，用于比较在极性上与来自带通滤波器的正弦波输出信号相反的一正弦波与一阈值电压，并在该谐振频率的一第二个半周期内，当该正弦波超过该阈值电压时，产生一第二驱动脉冲；和一H桥式开关电路，其具有四个开关，该激励器连接在该H桥式开关电路的中间部分上，并连接到该电源上，其中该H桥式开关电路响应该第一和第二驱动脉冲连接该电源到该线圈上，或断开该电源与该线圈的连接，从而使该周期电源电流在该谐振频率的每个周期在正和负两个方向上流过该线圈。
6.如权利要求5所述的自激振荡电路，其中，该第一和第二比较器的阈值电压与该带通滤波器的偏压相同。
7.如权利要求5所述的自激振荡电路，其中，该第一和第二比较器的阈值电压与该带通滤波器的偏压不同。
8.如权利要求7所述的自激振荡电路，进一步包括在该激励器的振荡的启动过程的一预定期间内，用于瞬间改变该第一和第二比较器的阈值电压，以使该阈值电压与该带通滤波器的偏压相同或相近的装置。
9.如权利要求8所述的自激振荡电路，其中，该用于瞬间改变该阈值电压的装置的设置为一电容器，并联于一电阻器而形成一分压器。
10.如权利要求5所述的自激振荡电路，其中，该四个开关由第一到第四金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)组成，其中该第一和第二MOSFETs在其栅极接收该第一驱动脉冲，该第三和第四MOSFETs在其栅极接收该第二驱动脉冲。
11.如权利要求5所述的自激振荡电路，其中，进一步包括一反相器，用于反相来自该带通滤波器的正弦波输出信号，并提供该反相了的正弦波到该第二比较器。
12.一种用于驱动振荡激励器的自激振荡电路，该振荡激励器具有一线圈，用以接收来自一电源的一周期电源电流，并以一预定的谐振频率进行振荡，该自激振荡电路包括一带通滤波器，其中心频率被调整到该谐振频率，用于接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；一比较器，用于比较来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一阈值电压，并产生一驱动脉冲，该驱动脉冲在每次该正弦波超过该阈值电压时，在该谐振频率的一第一个半周期产生一正电压摆动，和在该谐振频率的一第二个半周期产生一负电压摆动；和一推挽开关电路，其具有两个开关，该激励器连接在该推挽开关电路的中间部分和地之间，并连接到正和负电源上，其中该推挽开关电路响应该驱动脉冲连接该正和负电源到该线圈上，或断开该正和负电源与该线圈的连接，从而使该周期电源电流在该谐振频率的每个周期在正和负两个方向上流过该线圈。
13.如权利要求12所述的自激振荡电路，其中，该两个开关由串联连接的第一和第二金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)组成，并在该第一MOSFET上施加该正电源，在该第二MOSFET上施加该负电源。
14.如权利要求12所述的自激振荡电路，其中，该两个开关由串联连接的第一和第二金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)组成，其中该第一MOSFET是一n-型MOSFET，该第二MOSFET是一p-型MOSFET，该第一和第二MOSFET都接收来自该比较器的驱动脉冲。
15.一种用于驱动振荡激励器的自激振荡电路，该振荡激励器具有一线圈，用以接收来自一电源的一周期电源电流，并以一预定的谐振频率进行振荡，该自激振荡电路包括一带通滤波器，其中心频率被调整到该谐振频率，用于接收穿越该激励器的线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生表示该Vbemf的一正弦波输出信号；一第一比较器，用于比较来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一第一阈值电压，并在该谐振频率的一第一个半周期内，当该正弦波超过该第一阈值电压时，产生一第一驱动脉冲；一第二比较器，用于比较来自该带通滤波器的正弦波输出信号与一第二阈值电压，并在该谐振频率的一第二个半周期内，当该正弦波超过该第二阈值电压时，产生一第二驱动脉冲；和一推挽开关电路，其具有两个开关，该激励器连接在该推挽开关电路的中间部分和地之间，并连接到正和负电源上，其中该推挽开关电路响应该第一和第二驱动脉冲连接该正和负电源到该线圈上，或断开该正和负电源与该线圈的连接，从而使该周期电源电流在该谐振频率的每个周期在正和负两个方向上流过该线圈。
16.如权利要求15所述的自激振荡电路，其中，用于该第一比较器的该第一阈值电压和用于该第二比较器的该第二阈值电压与该带通滤波器的偏压相同。
17.如权利要求15所述的自激振荡电路，其中，用于该第一比较器的该第一阈值电压和用于该第二比较器的该第二阈值电压与该带通滤波器的偏压不同。
18.如权利要求15所述的自激振荡电路，进一步包括在该激励器的振荡的启动过程的一预定期间内，用于瞬间改变该第一和第二比较器的阈值电压，以使该阈值电压与该带通滤波器的偏压相同或相近的装置。
19.如权利要求15所述的自激振荡电路，其中，该用于瞬间改变阈值电压的装置的设置为一电容器，并联于一电阻器而形成分压器。
20.如权利要求15所述的自激振荡电路，其中，该两个开关由串联连接的第一和第二金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)组成，其中该第一MOSFET是一n-型MOSFET，接收来自该第一比较器的该第一驱动脉冲，该第二MOSFET是一p-型MOSFET，接收来自该第二比较器的该第二驱动脉冲。
全文摘要
一种双边自激振荡电路，用于高效率和高响应速度地驱动一振荡激励器。该激励器具有一线圈以接收来自一电源的一周期电源电流，并以一预定的谐振频率进行振荡。该自激振荡电路包括一带通滤波器，用于接收穿越该线圈形成的一反电动势电压(Vbemf)，并产生一正弦波输出信号，一比较器，用于比较该正弦波输出信号与一阈值电压，并在该谐振频率的每个周期内产生两个驱动脉冲，以及与该线圈串联的一开关，以响应该驱动脉冲连接该电源到线圈上，或断开该电源和线圈的连接，从而使电流在每个周期在两个方向上流动。
文档编号H02P25/02GK1511370SQ0281038
公开日2004年7月7日 申请日期2002年5月17日 优先权日2001年5月22日
发明者哈利德·S·格克蒂尔克, 哈利德 S 格克蒂尔克 申请人:松下电工株式会社