专利名称：多输出返驰式转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种多输出返驰式转换器(flyback converter)，一种包括这种返驰式转换器的显示装置，和一种在多输出返驰式转换器中控制输出循环顺序的方法。
相关技术的描述常规的回扫开关电源通常包括一个变压器(实际上是一对耦合的电感)和一个或多个电源开关，上述电源开关以一连串的电压脉冲交替地耦合电力变压器的初级绕组两端的未经稳压的DC电压或者整流AC电压。这些脉冲被转换为一连串电力变压器两端的一个或多个次级绕组的电压脉冲，然后对上述电压脉冲进行整流和过滤以提供一个或多个输出DC电压。输出电压或者功率变换器的电压通常是通过控制该电源开关接通的相对时间量(即，占空度)而调节的。
一种普通型的开关电源是返驰式功率转换器，在非隔离的方案中其被称作降压升压转换器(buck-boost converter)。该返驰式转换器是一种在低功率、多输出应用中使用的非常普及的电源拓扑结构。返驰式功率转换器通过循环地在电力变压器中储存能量，然后将这些储存的能量转储(dump)到负载中而工作。通过改变每个周期被存储和转储的能量值，可以控制和调节输出功率。与电力变压器的初级绕组串联的大功率开关晶体管通常提供这样一种切换功能。也就是说，电源开关的接通时间和断开时间控制通过电力变压器耦合的能量值，或者换句话说由电力变压器传送的能量值。在电源开关接通时，电流流过电力变压器的初级绕组，并且能量被存储在变压器(初级磁化电感)中。在电源开关断开时，通过电流从电力变压器的一个或多个次级绕组中流出，使得储存的能量被向外传送进入次级电路。注意到，在电源开关接通且初级电流流动的同时，电力变压器中不流动次级电流。对此的理由是，在常规的返驰式功率转换器中，选择绕组的极性，并将整流器耦合到次级绕组，以便在电源开关接通的时候阻止在次级绕组中的电流传导。
在较低的功率电平方面，因为返驰式功率转换器通常更简单，需要减少的组件数量，并且允许使用从单个电源中获得的多个调节的输出，所以返驰式功率转换器比其他的开关功率变换器有益。返驰式转换器通常的应用是AC整流器，例如，其可以在20至100瓦的功率电平上输送在9V DC至180V DC范围内的输出电压，从整流的AC电源中提取功率，对于通用的电源输入其可以在85V AC至270V AC之间变化。
返驰式转换器通常以二种模式的其中一种工作，第一种模式是本领域公知的，被称为不连续的传导模式(此外也称为DCM)，其中在下一个能量循环开始之前，存储在变压器中的能量被完全耦合或者传送至输出负载，通常导致在下一个能量或者驱动周期开始之前次级电流达到零。第二种工作模式被称为连续传导模式(此外也称为CCM)，借此，在从变压器释放出所有存储的磁能之前，和由此在次级电流达到零之前，开始下一个能量循环。因为在不连续的传导模式中可以使用相对简单的控制电路，通过改变频率和/或电源开关的接通时间、容纳重的或者轻的负载条件来保持输出电压调整，所以不连续的传导模式比连续的传导模式更通用。
图1举例说明一种在DCM或者CCM模式下操作的常规的返驰式转换器100。现有技术的返驰式转换器100包括一个带有初级绕组nP和次级绕组nS1的变压器T。初级侧开关SM具有一个主电流路径，其被安排与该初级绕组nP串联。输入直流电压VSRC被提供给串联排列的初级绕组nP和初级侧开关SM。串联排列的二极管D1和平滑电容C1被设置跨接次级绕组nS1两端。负载R1被设置与平滑电容C1并联。如由点表示的，当初级侧开关SM是不导电时，初级绕组nP和次级绕组nS1被这样设置极性，使得该二极管D1是导电的。在负载R1上的输出电压由V1表示。初级开关SM可以具有一个体二极管DM。
现有技术中的返驰式转换器100的一个缺点是，当以CCM模式工作的时候，返驰式转换器100可能在以高带宽反馈环路使用的时候潜在地表现出不稳定工作。也就是说，在使用高带宽反馈环路的时候，变换器100对振荡敏感。这个电路拓扑结构的另一个缺点是，二极管D1是硬切换的。也就是说，在CCM模式中，电流被反向时二极管D1仍然导电。
图2是另一种常规的返驰式直流-直流变换器的实例，其拓扑结构除了二极管D1用开关S1替换之外类似于在图1中举例说明的拓扑结构。在图2的电路中，MOS场效应晶体管开关S1的体二极管BD1提供与图1电路中的二极管D1相同的功能。在开关S1保持断开的时候，图2的电路以与图1的电路同样的方式运行。但是，在开关S1被“接通”的时候，能够进行双向的电流流动。也就是说，电流可以在相反的方向流动(即，从滤波电容器C1输出通过次级绕组nS1)。
图3a是另一种现有技术的具有多输出电路311、313的返驰式转换器310的实例。该现有技术的返驰式转换器310包括串联排列的变换器T的初级绕组nP和初级侧开关SM的主电流路径，其串联排列接收一个输入直流电压VSRC。变压器T的次级绕组nS1被连接到次级侧双向开关S1的主电流路径和次级侧双向开关S2的主电流路径。二极管D1的正极被连接到次级侧双向转换开关S1的静止自由端。二极管D2的正极被连接到次级侧双向开关S2的静止自由端。平滑电容C1被设置在二极管D1的负极和次级绕组nS1的静止自由端之间。平滑电容C2被设置在二极管D2的负极和次级绕组nS1的静止自由端之间。负载R1被设置与电容器C1并联以接收一个输出电压V1，负载R2被设置与电容器C2并联以接收一个输出电压V2。次级侧双向开关S1具有一个整体的(主体)二极管BD1，该二极管BD1与其主电流路径并联，并且相对于二极管D1反向地设置极性。次级侧双向开关S2具有一个整体的(主体)二极管BD2，该二极管BD2与其主电流路径并联，并且相对于二极管D2反向放置。关于双向开关S1和S2，除非另有说明，其相应的主电流路径和体二极管BD1和BD2意欲并行排列。
各个输出电路311、313的每个包括阻塞二极管D1和D2，双向开关S1和S2。阻塞二极管D1和D2阻塞电流从负载R1至R2流向次级绕组nS1。如果双向开关S1处于“断路”状态之中，那么电流被阻塞流入输出端。因此，开关S1的“接通”时间控制功率流进电路311的输出端。
电路310的缺点是，在该电路以不连续的传导模式工作时，必须在每个循环中排放变压器T的能量。因为在开关操作循环中关于向负载提供电流的后一个或者最终的输出电路(例如，开关S2)的双向开关必须保持“接通”足够长的时间，以在每个开关操作循环中充分地排放变压器T，这可能是成问题的。为了确保充分排放能量，在实际操作中通常删除开关S2。
图3b是图3a的电路中删除了电路开关S2的一个实例。正如以上所讨论的，这确保了在每个开关操作循环中充分地排放变压器T。删除开关S2导致输出V2仅仅由初级开关SM的“接通”时间控制。
图3a和3b举例说明具有两个输出电路的电路。但是，不管输出电路的数目，出现最终输出电路的初级侧控制。在每种情况下，在DCM模式的最后的输出电路将由初级开关SM的“接通”时间控制。在一定情况下，即使输出有效地由初级开关的“接通”时间控制，也希望在最后的输出电路保留输出电路开关。这是真实的，因为保留该开关允许实施同步整流和初级软切换。
图4是另一个现有技术的电路拓扑结构的实例，其是图3b的电路拓扑结构的改进。图4的电路包括一个代替图3b的电路中的阻塞二极管D2的开关S2。开关S2被连接使得体二极管BD2能够向负载R2传导电流。因为双向开关S2允许同步整流，进一步允许初级开关SM的双向软切换，图4的电路拓扑结构提供比图3b的拓扑结构的优势。但是，即使图4举例说明的现有技术拓扑结构允许同步整流和软切换，因为特定的输出(例如，在图4中的输出V2)必须在每个能量循环中最后被循环，所以其共有为所有举例说明的现有技术电路共同具有缺点或者限制。从一种控制或者电路的观点来看，这种限制也许不总是所希望的。
本发明的一个目的是提供一种改进的多输出功率变换器，能够没有限制地以任何顺序排序输出端。通过输出端的排序表示功率被提供给输出端的顺序。
本发明的第一个方面提供了一种如权利要求1的多输出返驰式转换器。本发明的第二个方面提供了一种如权利要求7的显示装置。本发明的第三个方面提供了一种如权利要求8的控制在多输出返驰式转换器中的输出循环顺序的方法。在从属权利要求中限定有益的实施例。
发明概述本发明的目的在一个包括多输出电路的多输出返驰式转换器电路中实现返驰式转换器，每个输出电路具有一个双向开关，其对于输出循环顺序提供灵活的重新配置。因为双向开关能够在两个方向传导电流或者阻塞电流，所以灵活的重新配置是可能的。因此，双向开关允许电流从次级绕组流动到负载，以及从相反的方向。
此外，该新颖的电路允许每个单个输出或者输出的任意组合在比初级开关操作循环期间更长的一段时期被独立地“断开”(即，从该循环顺序上去掉)，并且根据需要在以后的时间里重新插入(即，再次“接通”)。如果功率变换器应用到一个具有备用模式的装置中，其中该装置电路的一部分耗费尽可能低的功率，这一点是重要的。
按照本发明的返驰式转换器电路包括一个功率变压器T1，一个初级侧开关和多个输出信道或电路，每个输出电路包括一个电压受控的双向开关，其允许每个输出信道被独立地驱动，因此在初级开关被转向“断开”的时间内能够以任意的顺序被循环。通过在每个输出信道中提供一个双向开关，消除了对于各个输出信道的排序限制。也就是说，每个输出信道可以在有限的限制内以任意的顺序循环，同时仍然保持同步整流和在双向动作中可利用的软切换。由于多于一个的输出电路包括一个允许电流从负载流动到次级绕组的双向开关，这些输出电路的每个都可以是按顺序被关掉的最后一个。最后一个按照特定顺序关掉的双向开关可以在从负载到次级绕组的电流大到足以达到初级侧开关两端充分低的电压时被瞬间关掉，因此其被软切换。
本发明进一步的优点包括对初级侧和次级侧开关同时软切换，和由于在输出电路使用双向开关代替二极管导致的尤其是在低电压、大电流应用中的低电路损耗引起的较高的电路效率。
在现有技术中，因为输出电路413的开关S2没有发送阻塞性能，如相对于图4论述的存在该循环限制。由于缺乏发送阻塞性能，输出电路413的电压V2必须被保持在比V1高的电压水平上，以便反向偏压开关S2的体二极管BD，以补偿发送阻塞性能的缺乏。相比之下，输出电路411提供发送阻塞性能，因此可以在循环顺序中的任一点上循环。发送阻塞性能是由开关S1的内在的体二极管BD1提供的。
如权利要求3的实施例能够进行初级侧开关的软切换。只要必须获得从相关的负载流向这个次级绕组的电流，那么在输出循环顺序中最后导电的次级侧的双向开关被保持导电，使得初级侧开关两端的电压变为零或者接近于零。因此，初级侧开关可以以在其两端电压非常低时被接通。
在如权利要求5所述的实施例中，次级侧的双向开关被断开，以从输出循环中除去与被断开的双向开关有关的输出电路，并且相关的负载将不接收电流。这在一个低电耗成比例的系统中可能是重要的。未使用的电路(暂时的)将不接收电源电压。例如，在显示装置的备用模式中，提供给显示设备的电源电压可能被关掉。当双向开关被断开基本上比该初级侧开关的开关操作循环更长的一段时间时，从输出循环上去掉与该断开的双向开关有关的输出电路。
附图的简要说明图1是现有技术的返驰式转换器的电路图；图2是另一个现有技术的返驰式转换器的电路图；图3a是另一个现有技术的具有多输出电路的返驰式转换器的电路图；图3b是图3a的一种修改的电路图；图4是一个结合图3b的电路拓扑结构单元的现有技术的返驰式转换器电路图；图5是一个按照本发明的软切换多输出返驰式转换、器的电路图；图6举例说明在图5的软切换多输出返驰式转换器的切换期间理想化的信号波形；图7举例说明在图5的软切换多输出返驰式转换器的切换期间理想化的信号波形；图8举例说明按照本发明的软切换多输出返驰式转换器第二个实施例的电路图；和图9显示一个具有多输出返驰式转换器的显示装置。
优选实施例的详细说明注意到，虽然在此处描述的本发明的每个实施例使用在单个输出绕组上具有多个输出的单个输出绕组，但无需改变本发明的电路的操作/控制，每个输出可以有选择地被放置在单独的专用输出绕组上。
注意到，在那些更加希望使用多个输出绕组(例如，电绝缘需要)的情况中，反射电压(即，输出电压乘以匝数比)将确定最希望的循环顺序。在单个输出绕组的情况下，为了保持输出开关的软切换，被选择的输出切换或者循环顺序通常是从最低的输出电压到最高的输出电压。但是，在多个输出绕组的情况下，为了保持软切换，最低的至最高的电压顺序是通过反射电压(即，输出电压乘以特定的输出绕组相应的匝数比)确定的。
参考图5，其显示一个按照本发明的示范性返驰式转换器电路500。
这个按照本发明的返驰式转换器的实施例具有多个输出电路511、513。串联排列的变换器T1的初级绕组nP和初级侧开关SM的主电流路径被安排接收一个输入直流电压VSRC。
顺序排列的次级侧双向开关S1和负载R1的主电流路径被安排跨接在变换器T1的次级绕组nS1两端。平滑电容C1被安排与负载R1并联。在负载R1两端给出输出电压V1。
顺序排列的次级侧双向的开关S2和负载R2的主电流路径被安排跨接在变换器T1的次级绕组nS1两端。平滑电容C2被安排与负载R2并联。在负载R2两端给出输出电压V2。
耦合到双向开关S1和S2的次级绕组nS1端电压由Vsec表示。
变换器500在每个相应的输出电路511、513中包括双向开关S1、S2。双向开关S1、S2是一种可以在两个方向传导电流，还可以从两个方向阻塞电流的开关(或者开关对S1a、S1b；S2a、S2b)。在按照本发明的返驰式转换器500中，这些双向开关S1和S2被设置使得它们允许电流既从该次级绕组nS1到负载R1和R2流动，又允许在相反方向上流动。
虽然在示范性的实施例中仅仅示出两个输出电路511、513，其他的实施例可以包括更大数量的输出电路511、513。
如图5所示，双向开关S1和S2分别由开关S1a和S1b以及S2a和Sab各自的串连排列构成。通过施加适当的控制逻辑(未示出)，每个子开关S1a、S1b、S2a、S2b可以通过施加适合的控制逻辑(没有显示)独立地受控，以提供在现有技术的电路配置中不可用的电路重新配置性能。两种串连排列的子开关S1a、S1b和S2a、S2b分别连接使得整体的(主体)二极管D1A、D1B；D2A、D2B被相反地连接。
通过在每个输出电路中利用双向开关S1、S2，使得电流可以流入或者流出相关的负载R1、R2，电路500可以在二个方面重新配置。首先，输出电路(例如，511、513)的任何一个能够被独立地“接通”或者“断开”。通过“断开”一个特定的输出电路511、513，能够在再次“接通”输出电路之前将其有效地从电路500上去掉。但是，假设这种可能性，应该理解本发明的电路500允许一种情况，即所有的输出电路被同时关掉。虽然这是容易实现的，但这对于返驰式结构来说是不受欢迎的情况。其次，通过对各个相应的双向开关S1、S2施加适合的控制逻辑，输出循环顺序可以容易地重新设置(例如，511、513或者513、511)。下面将更详细地描述这些特点。
通过在图5的电路500的各个输出电路511、513中利用双向开关S1、S2，消除了需要一个特定的输出电路511、513被最后循环的限制。这是真实的，因为与图4的电路拓扑结构不同，例如，在图4中各个输出电路411、413的每个中不提供发送阻塞性能，本发明的电路500在每个输出电路511、513中提供上述性能，以允许希望的循环顺序。此外，一旦选择特定的循环顺序，通过简单地修改控制级的控制逻辑，其可以容易地被转变为不同的循环顺序以模拟其他的现有技术中的电路排列，该控制级控制在相应的输出电路511、513中的双向开关S1、S2。
在下面提供一些典型的实例，说明本发明的电路500如何用于模拟现有技术的电路配置，同时消除循环顺序的限制。
第一个实例现在将参考图4的现有技术电路来描述一个实例，该实例举例说明本发明的电路500如何被容易地重新设置以便模拟现有技术电路。注意到，电路500不仅能够模拟现有技术的电路配置，即，电路400，而且这样做不用遭受前述的要求特定循环顺序的限制。
现有技术电路400的模拟通常是通过本发明的电路500模拟现有技术电路400相应输出电路的每个部件而实现的。尤其是，输出电路511必须按照模拟现有技术电路411那样的方法配置。类似地，输出电路513必须按照模拟现有技术输出电路413那样的方法配置。
输出电路511按照下面的方式模拟现有技术的输出电路411模拟。保持电路511的双向开关S1b被永久地“断开”以模拟输出电路411的开关S1。保持开关S1a被永久地“接通”以模拟输出电路411的二极管D1。
类似地，输出电路513通过保持电路513的双向开关S2a被永久地“接通”而模拟现有技术的输出电路413。因此其显示出，通过正确地配置本发明的电路500相应的双向开关，模拟图4中现有技术的输出电路配置模拟。
此外，通过使用双向开关S1、S2代替现有技术中常规的电路元件可以克服现有技术结构电路400的内部限制，因此在每个输出端提供发送阻塞性能，允许没有限制的任何想要的循环顺序。
第二个实例作为一种容易地修改或者变化循环顺序的实例，该实例举例说明颠倒先前实例的循环顺序需要什么。即，首先是循环输出电路513，接着是输出电路511。这实现如下。
输出电路511通过保持输出电路511的开关S2b被永久地“接通”而模拟现有技术的输出电路411。输出电路513通过保持输出电路513的开关S2a被永久地“接通”而模拟现有技术的输出电路413。
软切换本发明的另一个特点是保持初级和次级侧开关SM、S1、S2同步软切换。
优选地，在图5中举例说明的次级开关S1a、S1b和S2a、S2b是由NMOS开关实现。这些开关S1a、S1b和S2a、S2b具有二个传导路径，一个是由控制级电压控制的主通路。当该控制级电压是“接通”(例如，相对于电源12V左右)时，该通道“导通”，电流可以通过该主开关通道在两个方向上流动。当通道“导通”时，在开关S1a、S1b和S2a、S2b两端的压降(在两个方向)将是电流乘RDSon电阻。当控制级“断开”时，通道将不再导电。但是，如果在二极管正向(即，源极至漏极)中的电压超过0.7V左右时，寄生的(主体)二极管D1A、D1B；D2A、D2B将导电。体二极管的压降将总是这个0.7V。通过使用一个更大的(更低的RDSon)开关，可以容易地生成任意小的RDSon压降。但是，使用更大的开关S1a、S1b和S2a、S2b引起相应的更高的成本。
图6A-6E是举例说明本发明的电路500如何实现软切换的理想化的电路波形。
图6B和6C举例说明在一个描述为时间周期tA至tB的电感器充电/放电循环期间该开关S1和S2的开启和闭合状态。在图6A中，尽管初级侧开关SM闭合，但隔离变压器T1处于描述为时间周期tA至tB的充电阶段。在时间周期tB至tB期间，初级侧开关SM是开路，隔离变压器T1处于放电阶段。
在tB瞬间，开始放电阶段，开关SM转变为开路状态(参见图6A)，开关S1转变为闭合状态。
对于时间周期tB至tC，开关S1保持闭合(参见图6B)。在开关S1中的开关电流IS1(参见图6D)在预先确定(即，反馈控制)的时间流向输出V1，其结果是功率被输送给该负载R1。
对于时间周期tC至tD，开关S2处于闭合状态(参见图6C)，开关S1处于开路状态(参见图6B)。在这段时间，电流IS2(参见图6D)通过S2的通道流向输出V2，其结果是功率被输送给负载R2。
图6E举例说明在时间tD关于开关S2状态的二种可选择的情形。在第一个情形中，开关S2在时间t0上“断开”(见“A”)，在第二个情形中，开关S2被保持在“导通”状态直到tE的瞬间。在下面描述两种情形。
在第一个情形中，当开关S2的体二极管BD2在时间tD变为反向偏压时，开关S2被“断开”(见“A”)中止电流流动。
在时间tD，初级开关漏电压Vdrain开始下降，但是在下一个开关操作循环(参见在图6E中的点C)之前不可能达到零伏。当在比瞬间tE稍后的下一个能量循环开始时初级开关SM被再次“接通”的时候，在大多数情况下，在初级开关SM上将存在一些残余电压，而在这样的情况下，硬切换将导致经由开关本身寄生电容SM放电。寄生电容表示初级开关电容、反射的次级开关电容和在该变换器T1中，布线等等所有的杂散电容的总和。
在点C处的残余电压以来自次级的反射电压和电源或者输入电压的函数出现。也就是说，电源电压和反射电压的某种组合(即，从另一个中减去一个)引起零或者接近零的电压，而其他的组合导致非零的“残余”电压。在本领域为大家所熟知的双向返驰式动作确保对电源输入电压和次级反射电压所有的组合实现软切换(即，在该初级上零或者接近零的电压)。
在第二个情形中，通过保持双向开关S2处于“接通”状态(参见“B”)来实现初级开关SM的软切换，以允许反向电流Irev在时间周期tD至tE流过开关S2。也就是说，作为双向开关的开关S2通过在超过正常接通时间(即，tC至tD)的延长时间(即，时间tD至tE)内保持“接通”能够传导反向电流。在时间周期tD至tE，某些电流将流出电容器C2回到次级绕组nS1。在这段时间，开关S2的寄生电容放电，从而允许软切换次级侧开关S2。当在时间tES2被“断开”的时候，初级电源开关SM的寄生电容将通过一个反向返驰式动作放电，从而使得SM的漏电压实质为零伏，从而允许软切换初级开关SM。
通过在本发明的电路500的每个相应的输出电路511和513中利用双向开关，可以实现初级开关SM和次级双向的开关(例如，S1和S2)两者的软切换。通过借助于初级单冲程顺序地排列每个输出，可以软切换每个输出。也就是说，初级开关SM可以对于每个特定的输出循环一次。
电路操作参考图7所示的理想化开关电路波形，可以更容易地理解图5的本发明电路500的操作。图7A-C举例说明在一个电感器充电/放电循环期间开关{SM、S1a、S1b、S2a、S2b}的开启和闭合状态。在图7中，假定V1＜V2。
首先参考图7A和7B，，初级侧开关SM在时间t0被“接通”。在时间t1“断开”开关SM之前的某一时刻，在时间t0’开关S1a被“接通”。由于当SM被“接通”时Vsec是负的，所以开关S1b的体二极管D1B反向偏压，并且阻塞从输出V1沿着开关S1a方向的电流流动。当在时间t1“断开SM”的时候，电压Vsec上升，直到在时间t1A期间体二极管D1B导电为止。在这个时间之后的某一时刻，在时间t2，开关S1b被“接通”以便实现两个RDSON(例如，S1A和S1B)的压降。在整个时间t1AB(参见图7b)期间，电流被传导给V1输出端。
现在参考图7A和7C，以一种类似的方式，在t4的瞬间“关掉”S1a和S1b之前的某一时刻，在时间t3“接通”S2a。由于假定V2＞V1，S2b的体二极管D2B将被反向偏置，将阻塞从V2流向V1的电流。当S1a和S1b被“断开”时，电压Vsec将上升，S2b的体二极管D2B在时间t2A期间传导电。如前所述，现在S2b可以被“接通”。对于每个后续的输出这个顺序可以继续。
如同所示，该顺序允许接通输出开关S1和S2的软切换。产生一种替换的假设，即V1＞V2，那么接通时间和开关重叠将被改变。在这种情况下可能实现断开软切换，体二极管反向恢复损耗将增大。
第二个实施例图8是本发明软切换返驰式转换器电路800的第二个说明性实施例的示意图。本发明举例说明一种电路，其举例说明本发明的电路500如何与现有技术(即，图4)中常规电路的一部分(即，一个输出)结合。尤其是，所示的本发明的电路800包括输出电路811和813。输出电路805举例说明一个按照现有技术的输出电路。输出电路805举例说明一种标准的包括单个常规开关S3的输出电路结构。
电路800是将电路500中的输出电路511用811表示，输出电路513用813表示，其中增加了第三个输出电路805。第三个输出电路805包括一个具有设置在次级绕组nS1和提供输出电压V3的输出端之间的主电流路径的开关S3。平滑电容C3平滑输出电压V3。二极管D3A被设置与该开关S3的主电流路径并联。二极管D3A被放置向平滑电容C3导电。二极管D3A可以是一个MOS场效应晶体管开关S3内部的体二极管。
如先前参考图4描述的，现有技术的输出电路805根据常规配置必须是在循环顺序中被排列或者循环的最后的输出。相反，对应于本发明电路800(即，811、813)的那些输出电路可以按照本发明的原理以任意的顺序排列或者循环。
总之，提供本实施例举例说明一种包括结合现有技术电路拓扑结构与本发明的电路拓扑结构的混合电路。
应用就在监视器和CRT电视接收机中使用CRT电源而言，图5的本发明电路500的重新可置配性发现了特殊的用途。这些CRT电源典型地包括若干输出(例如，12V、80V和180V)。在正常的满功率操作之下，所有的这些电压将是有源的。正常顺序将从低至高(例如，首先是12V，跟着是80V，然后180v)以更容易地实现软开关。在切换操作中会有一些重叠。在当前的实例中，最后的输出180V将以双向的模式操作以实现初级线圈的软切换。在断电或者睡眠方式期间，可能要求仅低电压保持接通。也就是说，12V输出将保持“接通”，同时80V和180V输出将被关掉。认识到每个输出端引入一个双向转换开关，因此，次级侧控制器可能向12V输出端传送双向的动作(即，初级软切换)。
此外注意到，对于一个要求输出电压周期性地变化的应用，运行时该输出顺序可以是变化的。上述相同的性能可以在低电压、较高电流电源(例如，用于液晶显示器和个人计算机的电源)的情况中应用。取决于应用，双向开关的2X Rdson事实上可以得到比在如现有技术中使用的以相应的开关和低电压Shottky整流器组合中看到的更低的损耗(即，更低的正向压降)。
图9显示一种带有多输出返驰式转换器的显示设备。该显示设备包括信号处理电路SP、显示装置DD和多输出返驰式转换器500。该信号处理电路SP接收一个输入信号IS，并且显示装置DD施加显示信号DS。该多输出返驰式转换器500向信号处理电路SP提供一个电源电压V1，向显示装置DD提供一个电源电压V2。在一个实际的实施例中，多输出返驰式转换器500可以提供二个以上的输出电压。
那些本领域技术人员将不难认识到，在不精确地按照在此处举例说明和描述的示范性应用，不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行这些和各种各样其他的改进、装置和方法。
初级侧开关SM和次级侧开关S1和S2(和其子开关)可以是带有一个整体的(体)二极管和/或一个外部反向二极管的MOS场效应晶体管晶体管，或者带有一个整体的或者外部反向二极管的双极结型晶体管。
权利要求
1.一种具有初级和次级侧的多输出返驰式转换器(500)，包括至少具有初级绕组(nP)和次级绕组(nS1)的电力变压器(T1)；在所述初级侧的输入电路，包括初级侧开关(SM)，其被耦合到所述初级绕组(nP)，用于将输入直流电压(VSRC)耦合到所述电力变压器初级绕组(nP)；在所述次级侧上耦合到所述电力变压器次级绕组(nS1)的多个输出电路(511，513)，包括多个次级侧双向开关(S1，S2)，所述多个输出电路(511，513)中的每一个包括一个相应的次级侧双向开关(S1，S2)，用于允许在所述电力变压器次级绕组(nS1)和相应的输出负载(R1，R2)之间的任何一个方向上传导或者阻塞电流；和控制器，用于控制所述次级侧的双向开关(S1，S2)，以便确定所述次级侧的双向开关(S1，S2)的传导周期的顺序，从而获得所述多个输出电路(511，513)的输出循环顺序。
2.根据权利要求1的多输出返驰式转换器(500)，其中，该返驰式转换器是一种软切换返驰式转换器。
3.根据权利要求2的多输出返驰式转换器(500)，其中，该控制电路适合于使在输出循环顺序中最后变为导通的次级侧双向开关(S1，S2)保持导通，直到从相应的负载(R1，R2)流向所述次级绕组(nS1)的电流具有一个可以在初级侧开关(SM)两端获得零或者接近零的电压的值为止。
4.根据权利要求1的多输出返驰式转换器(500)，其中，次级侧的双向开关(S1，S2)是一个具有整体的反向二极管(D1A，D1B，D2A，D2B)的MOS场效应晶体管。
5.根据权利要求1的多输出返驰式转换器(500)，其中，次级侧的双向开关(S1，S2)包括具有串联排列的主电流路径的第一和第二开关(S1a，S1b；S2a，S2b)；安排在第一开关(S1a，S2a)的主电流路径两端的第一二极管(D1A，D2A)；和安排在第二开关(S1b，S2b)的主电流路径两端的第二二极管(D1B，D2B)；其中第一和第二二极管(D1A，D1B；D2A，D2B)的极性是相对的。
6.根据权利要求1的多输出返驰式转换器(500)，其中，控制电路适合于关掉所述次级侧的双向开关(S1，S2)中的至少一个，从而从输出循环顺序中除去一个相应的包括所述次级侧双向开关(S1，S2)的输出电路(511，513)。
7.一种显示设备，包括显示装置(DD)；信号处理电路(SP)，用于将输入信号(IS)处理为将在显示装置(DD)上显示的显示信号(DS)；和根据权利要求1所述的多输出返驰式转换器，其中，信号处理电路(SP)和显示装置(DD)是相应的输出负载(R1，R2)。
8.一种在具有初级和次级侧的多输出返驰式转换器(500)中控制输出循环顺序的方法，多输出返驰式转换器(500)包括至少具有初级绕组(nP)和次级绕组(nS1)的电力变压器(T1)；在所述初级侧上的输入电路，包括初级侧开关(SM)，该输入电路被耦合到所述初级绕组(nP)，用于将输入直流电压(VSRC)耦合到所述电力变压器初级绕组(nP)；在所述次级侧上耦合到所述电力变压器次级绕组(nS1)的多个输出电路(511，513)，包括多个次级侧双向开关(S1，S2)，所述多个输出电路(511，513)中的每一个包括一个相应的次级侧双向开关(S1，S2)，用于允许在所述电力变压器次级绕组(nS1)和一个相应的输出负载(R1，R2)之间的任何一个方向上传导或者阻塞电流；和该方法包括控制所述次级侧双向开关(S1，S2)，以便确定所述次级侧的双向开关(S1，S2)的传导周期的顺序，从而获得所述多个输出电路(511，513)的输出循环顺序。
全文摘要
一种软切换多输出返驰式转换器提供了输出循环顺序控制。多输出电路(511，513)的每一个包括双向开关(S1，S2)，其提供输出循环顺序的灵活的重新配置。此外，该新颖的电路允许各个输出的每一个，或者其任意的组合被独立地“断开”(即，从该循环顺序上去掉)，在以后的时间里根据需要重新插入(即，再次“接通”)。
文档编号H02M3/335GK1582525SQ02821811
公开日2005年2月16日 申请日期2002年11月1日 优先权日2001年11月5日
发明者L·布迪伦 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司