专利名称：自振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用在用于驱动冷阴极灯或类似装置的逆变器中的自振荡电路。为了点亮电视、笔记本个人电脑、台式电脑、PDA和类似使用液晶显示屏设备的装置的背景灯，就需要具有高压交流输出的逆变器。
背景技术：
这种类型的逆变器已经使用分立结构类型，但是专用型的集成电路已经被要求使用在轻、薄、短和小尺寸类型的集成电路中。图11显示一个在常规Loyer系统中的自振荡电路。在这样一个自振荡电路中，为了自振荡，一个F绕组4(通常被称作检测绕组或反馈绕组)被提供用来检测绕组型变压器中的谐振频率，并且对于其信号，晶体管6和8被使用其自身的振荡频率即谐振频率型变压器2的振荡频率驱动，因此振荡连续并且总是跟踪绕组型变压器2的谐振频率。
并且，在美国专利Ser.No.6316881和美国专利Ser.No.6259615中，公开了自振荡电路，其中多个开关网络根据在储能电路的次级侧的谐振被控制闭合和断开并且将直流信号转换成交流信号。
近来在市场上的这种类型的集成电路都是分开的激振系统而无一例外。由于此原因，目前的情况是由于此类系统由诸如周围环境温度和类似条件的变化引起的效率的变坏，使整体评价产生不良后果。现在，使用分开的激振系统的原因是优先考虑安装而不是只为了性能。即在布置一个具有两个输入端和两个输出端的偏压器的基板时，可以消除用于检测变压器的谐振频率的反馈绕组并且便于在高压部分和低压部分之间保持沿表面蠕变距离。在这种情况下，如果自换相系统可以通过使用不具有反馈绕组的变压器来制造，它就不会受环境温度的影响，并且振荡频率总是自动地跟踪变压器的谐振频率，而且它总是一直被在最佳效率上驱动并且当在电路中放置部件时其布置也将会因为没有反馈绕组而变得很方便。
然而，在使用不具有反馈绕组的绕组型变压器的自振荡电路中，通常使用一种用来检测绕组型偏压器的次级绕组侧的谐振频率的系统。因此，由于在初级侧不产生高的谐振电压，所以就需要增加次级侧的绕组的数量以便在绕组型变压器的次级侧产生一个需要的电压，但是这将造成一个大尺寸的绕组型变压器，带来了增加了成本并且破坏了效率的问题。
本发明的一个基本目的是提供一种具有稳定的高效率的自振荡电路。
而且，本发明的另一个目的是通过在使用变压器的自振荡电路中将变压器制造成更小的尺寸来更有效地操作变压器。
发明内容
本发明是通过这样的方式构造的一个驱动电路被连接到初级侧具有一个谐振电路的变压器上。在驱动电路中，提供了一个用于接通和断开直流电压的开关电路，开关电路根据在变压器输入侧的初级绕组中感应的初级侧的谐振电压的反馈信号来被接通和断开。流进变压器的电流的方向被转换成顺时针方向或逆时针方向，并且被作为交流信号输入到在变压器输入侧的初级绕组。一个相位检测装置检测绕组型变压器的初级侧的谐振波形的相位并且输出一个相位信号。一个与驱动电路连接的控制电路根据相位检测装置的输出信号输出一个以通-断方式控制开关电路的驱动信号。
图1是显示本发明的一个实施例的自振荡电路的电路图。
图2是显示本发明的另一个实施例的自振荡电路的电路图。
图3是显示本发明的另一个实施例的自振荡电路的方框电路图。
图4是显示本发明的另一个实施例的自振荡电路的方框电路图。
图5是显示本发明的另一个实施例的自振荡电路的方框电路图。
图6是使用在本发明中的绕组型变压器的说明图。
图7是绕组型变压器的部分横截面的说明图。
图8是绕组型变压器的说明图。
图9是显示本发明的另一个实施例的自振荡电路的方框电路图。
图10是显示本发明的另一个实施例的自振荡电路的方框电路图。
图11是显示常规技术的自振荡电路的电路图。
本发明将通过参照在附图中说明的本发明的实施例进行详细地描述。
在图1中，数字10表示初级侧一个绕组并且次级侧一个绕组的绕组型变压器，其结构特征是没有装备用于检测谐振频率的反馈绕组。在直流输入电源端12a，12b和绕组型变压器10的初级侧之间提供了一个推挽驱动系统的驱动电路18并且其结构元件是由NPN晶体管组成的开关元件14，16。每个开关元件14，16的基极通过电阻R1和R2被连接到直流输入电源端12a、12b之一的正极侧终端12a，并且通过扼流线圈(CH)被连接到绕组型变压器10的中间抽头。每个开关元件14，16的发射极被连接到另外的直流输入电源端12a，12b的负极侧终端12b。在绕组型变压器10的初级侧的两端之间提供了一个谐振电容(C1)。数字20表示一个冷阴极型荧光灯(CCFL)，其一个电极通过一个镇流器电容(C2)被连接到绕组型变压器10的次级侧的一端，另一个电极通过一个电阻元件22被连接到绕组型变压器10的次级侧的另一端。数字24，26表示运算放大器，从输出绕组型变压器10的初级侧的谐振波形的引线27上提供被相位校正电路校正90°相位的相位信号，此处省略了对相位校正电路的说明。运算放大器24，26组成一个控制电路28用于放大校正的相位信号并且将此相位信号转换成两个相位相互相差180°即相互具有反相关系的输出信号。引线27的一端被连接到绕组型变压器10的初级绕组的一端，引线27的另一端被连接到运算放大器24的正向输入端和运算放大器26的反向输入端。从负载线27向运算放大器24，26输入的绕组型变压器的初级侧的谐振频率相位信号被运算放大器24，26放大并且从运算放大器26以与偏移180°的反向信号同相输出。设置一个配线来允许运算放大器26的输出电压被供给开关元件14的基极。运算放大器24，26的相互相位差180°的输出电压在常规绕组型变压器的两端产生与反馈信号相同的信号。在图中，R1和R2表示电阻。
可供参考，开关元件可以使用双极晶体管，场效应型晶体管(FET)或类似装置，并且控制电路28除了逻辑元件、比较器或类似装置还可以使用运算放大器，并且这些元件或电路不特别限于运算放大器。
在前面的结构中，当电源开关接通时，接通信号从一个分开提供的逻辑电路被立即供给开关元件14，16的任何一个的基极。此后，直流电源从直流电源端12a和12b被供给绕组型变压器10的初级绕组。当绕组型变压器10的初级绕组被激励时，绕组型变压器10的初级侧在绕组型变压器10的初级侧感应谐振电压并且初级侧谐振电压的频率波形相位信号从引线27以触发信号的形式被检测到。这个触发信号被一个电路(未说明)转换成一个用于产生开关元件导通的半周期脉冲信号以便从来自诸如在电容(C3)和控制电路28之间提供的单稳态多谐振荡器(单稳态多谐振荡器)的触发信号中产生一个脉冲信号，该脉冲信号被输入到控制电路28。控制电路28的相互相差180°相位的输出信号被供给开关元件14，16的基极，开关元件14，16根据绕组型变压器10的初级侧的谐振频率接通和断开来使驱动电路18自振荡。
该自振荡的振荡频率总是自动地跟随绕组型变压器10的初级侧的谐振频率，并且驱动电路18总是工作在最佳效率上。绕组型变压器10的次级侧产生的交流电压供给灯20，并且点亮冷阴极型荧光灯20。该冷阴极型荧光灯20的亮度控制通过从外部向开关元件14，16的基极提供一个猝发信号来执行。当绕组型变压器10以初级侧的谐振频率工作时，初级侧的电压变得大大高于供给的电源电压。利用此操作，要使用的绕组型变压器10可以被允许以小尺寸地制造，这就节省了空间和减少了成本。即在提供一个希望的次级电压时，由谐振产生大大高于电源的谐振电压而不管供给绕组型变压器10的初级侧的电压是电源电压，并且从电压和初级绕组的数量之间的关系可知，与常规绕组相比可以减少次级绕组的数量。
前面的实施例其特征在于驱动电路使用推挽驱动系统，并且使用绕组型变压器的中点抽头因此可以用两个晶体管来制造驱动电路。
在驱动电路不使用绕组型变压器的中点抽头时，如图2所示，使用一个全电桥系统的驱动电路。由PNP型晶体管组成的开关元件30，32的发射极通过扼流线圈(CH)被连接到直流输入电源的正极侧端12a，由NPN型晶体管组成的发射极接地的开关元件34、36的集电极被分别连接到开关元件30、32的集电极。开关元件30的集电极通过谐振电容(C1)被连接到绕组型变压器10的初级侧的一端，开关元件32的集电极被连接到绕组型变压器10的初级侧的另一端。LC的初级侧的串联谐振电路是由谐振电容(C1)和绕组型变压器10的初级绕组的绕组组成的。
如图所示，由NPN型晶体管组成的通-断控制元件38的基极被连接到运算放大器24的输出端，由NPN型晶体管组成的通-断控制元件40的基极被连接到运算放大器26的输出端。每个通-断控制元件38、40的集电极被连接到相应的开关元件30、32的基极，并且每个开关元件38、40的发射极被连接到相应的开关元件34、36的基极。运算放大器24、26组成一个控制电路，并且运算放大器24的正向输入端和运算放大器26的反向输入端通过由与电容(C3)连接的引线27组成的相位检测装置被连接到绕组型变压器的初级侧的LC串联谐振电路的中点P。镇流器电容(C2)、冷阴极型荧光灯20、电阻元件22被连接到绕组型变压器10的次级侧。绕组型变压器10的初级侧的另一端被连接在开关元件32，36的集电极之间并且绕组型变压器的次级侧的另一端接地。
在前述的结构中，当电源开关接通时，来自逻辑电路(未说明)的接通信号被立即供给通-断控制元件38、40的任何一个，绕组型变压器10通过开关元件30、36或开关元件32、34由直流电源供电。由于供电，在绕组型变压器的初级侧产生谐振电压，该谐振电压的相位信号被图中没有显示的相位校正电路校正90°相位，并且通过引线27被供给控制电路。控制电路的相位相互相差180°的输出电压被供给由晶体管组成的通-断控制元件38、40的基极，并且通-断控制元件38，40根据绕组型变压器10的初级侧的谐振频率被接通和断开。来自运算放大器26的正电压被供给通-断控制元件40的基极，当来自运算放大器26的通-断控制元件40被接通时，开关元件32、34被接通，绕组型变压器的初级侧通过开关元件32、34被供电。当供给通-断控制元件40的基极的电压变负时，开关元件32、34被关断。当通-断控制元件38被接通时，开关元件30、36被接通，绕组型变压器10的初级侧通过开关元件30、36被供电，驱动电路根据绕组型变压器10的初级侧的谐振频率执行自振荡。冷阴极型荧光灯20的亮度控制可以通过从外部向通-断控制元件38、40的基极提供猝发脉冲信号来执行。例如，在图2中，开关元件30、32、34、36和通-断控制元件38、40组成一个驱动电路，该驱动电路根据在绕组型变压器的输入侧的初级绕组感应的初极侧的谐振电压的反馈信号来使开关元件接通和断开并且通过通-断操作将提供给绕组型变压器的直流电源的供电方向转换成正和负方向，并且将在绕组型变压器的输入侧输入的输入电源作为交流信号输入给初级绕组。
为了通过与半导体开关元件结合的电流驱动器振荡LC串联电路，需要控制驱动LC串联谐振电路的电流为正向。为此，根据与LC串联谐振电路的中点(L和C的耦合点)的谐振电压相比延时90°相位的信号产生与谐振电流编码一致的数字信号，并且将产生的信号作为开关的基本定时。由于此设置，自激可以通过一个简单数字电路提供一个流进LC谐振电路的电流的正向返回来执行而不需要返回绕组。而且，即使LC串联谐振电路的频率随着负载状况的变化而变化，作为自激振荡的一个特征，振荡频率自动跟随从而可以保持稳定的和正弦波振荡。
作为绕组型变压器10的初级侧的谐振电压频率的相位信号的分开检测方法，可以将磁阻元件或霍尔元件埋置在绕组型变压器的一个绕组或铁心缝隙中以便可以检测绕组型变压器的初级侧的谐振频率的相位信号。在图2中，当信号与运算放大器24、26的输出电压被供给通-断控制元件38、40的基极时，考虑到晶体管基极和集电极之间的反压电阻，希望大约为3-4V。然而，在使用输入电源校正电路时，可以在运算放大器24、26的输入侧装备自动电平调节电路来承受相位检测信号(e1)的垂直运动。
而且，作为本发明的实施例的一个应用例，多个绕组型变压器10可以被串联连接或并联连接并且多个绕组型变压器可以被同时操作。因此，多个冷阴极型荧光灯20可以被并联连接到绕组型变压器10的次级侧。在两种情况下，绕组型变压器或冷阴极型荧光灯、可使这些单元用谐振频率自动振荡，因此该操作可以被进行而不过分降低效率。在图1，2所示的实施例中，当某些类型的引入噪音进入组成控制电路的运算放大器时，可以如图3所示在检测单元或控制电路28的输出单元提供同时防止开关元件14，16或通-断控制元件38、40的互锁电路46，因此可以得到一个积极的性能。而且，可以通过噪音消除电路48从引线27向误操作防止电路50提供初级谐振相位信号和从误操作防止电路50向控制电路28提供一个精确的初级侧谐振相位信号来获得更积极的性能。
接下来，将参照图4描述一个在开关元件中使用场效应型晶体管(FET)的实施例。
在图4中，数字62，54，56，58是由FET组成的开关元件，并且整流二极管60，62，64，66被连接在每个开关元件的源极和漏极之间。栅极控制电路68，70，72，74被连接到每个开关元件52、54、56、和58的栅极，并且在电路中，栅极控制电路68、72被连接到PWM控制电路76，栅极控制电路70、74被连接到逻辑电路78。PWM控制电路接收来自检测流进灯20中的电流的整流平滑电路80的信号并且控制开关元件52，56的导电角来将该信号的电平设置成一个由线82给定的值。相位检测电路51通过引线27被连接到LC串联谐振电路的中点P。逻辑电路78是这样构造的根据与引线27连接的相位检测电路51的初级侧的谐振相位信号产生一个使开关元件接通和关断的信号并且通过PWM控制电路76向栅极控制电路68，72传输一个通-断控制信号并且将该通-断控制信号传输给栅极控制电路70，74。相位检测电路51提供一个与LC串联谐振电路的中点P的相位信号相比延迟90°的校正相位信号给逻辑电路78。该信号变成与流进初级侧的LC串联谐振电路的电流同相位。流进初级侧的LC串联谐振电路的电流是这样的即使电容C1的充电电压达到直流电源电压，变压器10初级侧的端电压在90°的相位时间过去时超过OV后进一步降低并且，它在90°的相位时间过去时变成最大负值。此时，与该电压相比延时90°的信号变成OV以便开关控制信号在此定时被变成通-断信号。逻辑电路78如上所述交替传输开关控制信号。逻辑电路78是这样构造的它根据光调节控制电路84的输出信号产生光控制信号并且向光调节控制电路84传输该光调节信号，逻辑电路78控制PWM控制电路的开关脉冲宽度并且通过光调节信号控制开关元件的通-断猝发控制来使灯20的亮度恒定并且根据亮度调节信号将亮度设置在从0到100％的可选值范围。而且，逻辑电路78被构造成与过电流检测电路86相连，当过电流流进灯20时，逻辑电路78检测到此过电流，并且通过发送一个防止过电流信号到PWM控制电路76来防止过电流。
启动补偿电路88是这样构造的它被连接到绕组型变压器10的次级绕组和灯20，并且次级绕组和灯20的电流信号被供给该电路。启动补偿电路88向相位检测电路51输入一个启动补偿信号以保证当电源被接通和断开时正向启动自振荡电路。相位检测电路51接收该启动补偿信号并且将用于自振荡的启动信号输出给逻辑电路78。对于启动补偿电路88，来自相位检测电路51的相位校正信号被供给逻辑电路78，有时灯20即使在电流流进变压器的初级侧时也不开始放电，启动补偿电路88提供用于为这样的情况启动补偿。在此情况下，为了肯定地点亮灯20，启动补偿电路88在检测电流流进灯20或变压器10的次级绕组中后判断灯是否被点亮并在没有点亮时向相位检测电路51发送启动补偿信号直到灯20被点亮。相位检测电路51在接收启动补偿信号后向逻辑电路78输出启动信号直到灯20被点亮为止。在光调节控制电路84中，光调节信号的输入电压被与内置的三角波振荡电路的输出电压比较并且产生一个预定周期的猝发光调节信号。整个逻辑信号根据该信号的负载周期被接通或关断以便控制亮度。该方法能够自由地调节光从关断到完全接通，但是由于灯20被设置成通过亮度调节信号的周期通-断，因此对于此周期来说，启动确认和肯定启动是必需的。为此，如前面所述的启动补偿电路88为了实现肯定点亮，其首先向相位检测电路51发送启动补偿信号。启动补偿的操作被参照图4来描述，即例如当电源被接通或者灯没有接通时，开关元件52，58以一个预定脉宽导通以便电流以I1的方向流动。由于此设置，电流流进电容(C1)和变压器10的初级绕组，信号被通过引线27传输给相位检测电路51并且电流交替流经I2，I1，I2，I1，自振荡电路以检测的谐振频率开始振荡。启动补偿电路88(在启动时间)产生逻辑电路78的初始周期设置。此时如果灯20没有被点亮，需要再一次重启并且原始启动信号被通过相位检测电路51传输给逻辑电路78。灯开短路检测电路90被连接到绕组型变压器10的次级绕组来检测次级侧的电压和电流。此时如果灯20没有被点亮或者灯没有被安装，即灯的配线开路或灯被短路，即灯短路，信号通过相位检测电路51被发送给逻辑电路78，由逻辑电路78，PWM控制电路76和栅极控制电路68，70，72，74构成的控制电路被构造成被切断。过电流检测电路86当PWM控制电路76不工作时或灯20的配线短路时向逻辑电路78发送信号来切断控制电路。
为此，在图4中，逻辑电路78组成控制电路，该控制电路输出相位检测电路51的输出信号作为用于控制开关元件52，54，56，58通-断的驱动信号。而且，开关元件52，54，56，58和栅极控制电路68，70，72，74组成一个驱动电路，该驱动电路根据在绕组型变压器的输入侧的初级绕组中感应的初级侧的谐振电压的反馈信号离来使开关元件接通或关断并且通过通-断信号将绕组型变压器的直流通电方向转换成正向和负向并且将该信号作为交流信号输入给绕组型变压器的输入侧的初级绕组侧。
在上述的结构中，电源开关是接通的，并当接通信号被立即从PWM控制电路76和逻辑电路78被供给栅极控制电路68，74或72，70中的任何一个时，直流电源被在经过开关元件52，58的I1方向或经过开关元件56，54的I2方向供给来允许电流流过绕组型变压器10的初级绕组的绕组。由于该通电，自振荡电路被激活并且绕组型变压器10产生谐振电压。绕组型变压器10的初级侧的谐振电压的频率通过引线27被供给相位检测电路51。逻辑电路78和PWM控制电路76根据来自相位检测电路51的相位信号驱动栅极控制电路69，70，72，74来控制开关元件52，54，56，58的接通和关断。电流根据开关元件52，54，56，58通和断交替地以I1和I2的方向流动，并且自振荡电路在绕组型变压器10的初级侧以谐振频率自振荡。
供参考，在那些实施例中，绕组型变压器的初级侧的谐振频率通过引线从绕组型变压器的初级侧产生，但是不特别地限于这种结构。初级侧的谐振频率可以通过频率分析电路和逻辑电路78或者PWM控制电路76等可以由检测信号操作的装置在绕组型变压器的次级侧检测。
如前面所述，本发明能够获得高于在绕组型变压器的初级侧输入电源电压的谐振电压因此可以减少在绕组型变压器的次级侧的绕组的数量，从而可以实行小型化。因此，本发明使用的绕组型变压器的尺寸几乎与具有一个输入一个输出的常规绕组型变压器的尺寸相同，并且变成一个输入两个输出型的绕组型变压器。下面将参照图5描述使用一个输入两个输出的绕组型变压器的自振荡电路的实施例。
数字44表示具有一个输入两个输出的绕组型变压器，其中两个冷阴极型荧光灯46，46被串联连接，并且荧光灯46，46的每端被分别连接到绕组型变压器44的次级线圈39，41的高电压端侧。次级侧绕组39，41的每端通过电阻分别接地。电阻48组成了一个电流检测电路，并且通过引线连接到灯开路灯短路检测电路90和启动补偿电路88。其它的结构与图5中说明的相同，并且相同的部分用相同的标号。
在前面的结构中，由于变压器次级侧的绕组的高电压被供给两个荧光灯46，46的两个端电极，就不会发生亮度的不均衡。如在图1到图4中所示，在使用一个输入一个输出型的绕组型变压器时，荧光灯20的一个电极侧被接地，但是在这一情况中荧光灯的接地侧的电压被降低导致荧光灯的接地侧变暗和亮度的不均衡。
接下来，将参照图6到图8描述一个输入两个输出的绕组型变压器44的结构。
在图6和图7中，数字3是绕组型变压器的线轴，并且边缘部分3a，3b被形成在有角的筒形部分3c的两端。在线轴的有角的筒形部分3c上，为方形的绝缘电压电阻以预定的间隔安装了多个盘型分隔5，7，9，11，13，15，并且用边缘部分3a、3b，有角的筒形部分3c，和分隔5，7，9，11，13，15形成用于绕组的凹进部分。在边缘部分3a，3b，安装了终端基板19，21，并且终端23，25，27，29，31，33被安装到基板上。在线轴3的一端的终端基板19上，次级高电压端27被放置在其一侧，并且初级输入端23和接地端25被放置在另一侧。初级输入端23和接地端25以一个尽可能大的距离被放置在终端基板19的另一侧以便不会受到次级高电压端27的高电压的影响。在线轴3的另一侧的终端基板21上，在其一侧放置了次级高电压端29，并且初级输入端33和接地端31被放置在远离该终端的另一侧。在分隔5，7，9，11，13，15的外缘，形成凹槽47，37用于将绕组的引线从线轴3的中心部分连接到初级输入端23、接地端25和初级输入端33和接地端31。
在线轴3的中心的凹进部分，一侧A是绕组开始处，初级绕组35被按例如顺时针缠绕。初级绕组35的绕组起始端侧A的引线35a通过形成在分隔9，7，5和边缘部分3a的外部边缘部分上的凹槽47被连接到线轴3的一端侧，并且被连接到初级侧的输入端23。初级绕组35的末端侧的引线35a通过形成在分隔11，13，15和边缘部分3b的外部边缘部分上的凹槽37被连接到线轴3的另一端侧，并且被连接到初级侧的输入端33。线轴3的一端侧B是绕组开始处，并且第一初级绕组39顺时针绕制，并且被依次绕制在边缘部分3a和分隔5之间、分隔5和7之间、以及分隔7和9之间的每个凹入的部分。
将次级绕组39的中间部分用多个分隔5，7分开的原因是基于次级绕组39的绝缘电压电阻的考虑。第一次级绕组39的绕组端侧B的引线通过边缘部分3a的凹槽被连接到次级高电压端27上。第一次级绕组39的最后一端侧C的引线39a通过弯曲三根并且将其绞合形成一个放大的直径来形成，并且通过分隔9，7，5和与初级绕组35的引线35a平行的边缘部分3a的凹槽47连接到线轴3的一端侧，并且被连接到接地端25。在线轴3的中心的初级绕组35的另一侧，第二次级绕组41顺时针绕制使D侧与分隔11接触作为依次在分隔11和13之间、分隔13和15之间以及分隔15和边缘部分3b之间的每个凹进部分的绕组的起始。对称地放置在初级绕组35的右侧和左侧的第一和第二次级绕组39、41具有相同的结构。第二次级绕组41的绕组起始端侧的引线41a通过如图2所示的弯曲三根并且将其绞合成一个放大的尺寸来形成，并且通过分隔11，13，15和与初级绕组35的引线35a平行的边缘部分3b的凹槽37连接到线轴3的另一侧，并且被连接到接地端31。第二次级绕组41的最后端侧的引线被连接到边缘部分3b的另一端侧E的凹槽，并且被连接到次级高电压端29。从前文的绕组结构显而易见，分隔9和11之间的初级侧的绕组35的两端与低电压的次级绕组39、41的接地侧接触，相邻的初级绕组35和次级绕组39，41之间的电压差变得很小。因此，初级绕组35和次级绕组39，41之间的绝缘电压电阻结构可以被作成具有简单的结构。初级绕组35，次级绕组39，41的接地侧具有小的电势差以便即使两个绕组都通过公共的凹槽37、47并联放置，绝缘电压电阻也不会有任何问题。因此，就没有必要分开提供用于初级绕组的引线和次级绕组的引线的凹槽，这可以提供分隔的简单制作和结构并且获得最小化和变压器的成本的降低。数字43表示一个铁心，该铁心被放置在线轴3的外部和线轴3的筒形部分3c中。
在前面的实施例中，在绕组型变压器的初级侧获得高谐振电压，因此反馈绕组变得不是必需的，从而可以实现绕组型变压器的小型化，同时可以组成一个高效率的自振荡电路。
下面将要描述本发明的其它实施例。
在图9中，半导体开关元件90，92被串联连接在直流电源的输入端94和地之间，半导体开关96，98元件也类似地串联连接在输入端94和地之间。半导体开关元件96和半导体元件98的漏极互相连接。电感100和压电变压器102的初级侧串联连接在半导体开关元件90和92的连接点和半导体开关元件96和半导体开关元件98的连接点之间。电感100与压电变压器102的内电容构成串联谐振电路。阻直流电容106和由电阻108和电容110组成的相位检测电路串联连接在连接点(压电变压器102的初级侧端)，即，串联谐振电路104的中点和地之间。作为负载的冷阴极管112连接到压电变压器102的次级侧。冷阴极二极管112被连接到负载电流检测电路114，其输出电压作为反馈信号的输入被供给控制电路116。控制电路116根据相位检测电路的输出电压D1和负载电流检测电路114的输出电压D2产生开关控制信号，该开关控制信号被供给半导体开关元件90，92，96，98的栅极。在此实施例中，半导体开关元件组成一个电桥结构。
在根据前面结构的本发明的实施例中，半导体开关元件90和98或92和98被同时通电并且振荡电流被供给串联谐振电路。而且，半导体开关元件90和96的状态是关断而半导体开关元件92和98的状态是同时导通，并且在此期间，串联谐振电路保持自由振荡状态。并且控制电路116接收来自用于检测在负载112中流动的电流的负载电流检测电路114的电压信号D2，并且控制半导体开关元件90和96的导电角以便使该信号D2的电平变成一个被单独提供的目标值。该目标值从外部给出，因此可以控制供给负载112的电功率并且可以使用其用来进行光调节或类似作用。
下面将参照图10描述本发明的另一个实施例。该实施例使用一个用诸如荧光灯等相对低的电压启动放电的放电管作为对象，但是负载并不限于放电管。在此实施例中，直流电源的输入端94，半导体开关元件118和120，以及控制电路116的连接关系如图9。而且，感应器122和电容124被连接在半导体开关元件118和半导体开关元件120的连接点和地之间来构成一个串联谐振电路。阻直流电容126和相位检测电路128被串联连接在感应器122和电容124的连接点和地之间。相位检测电路128的结构和与控制电路116的连接关系与图9的相同。而且，作为负载的放电管112和负载电流检测电路114与感应器122并联连接，其输出电压D2被作为反馈信号供给控制电路116。控制电路116接收来自用于检测流经负载的电流的负载电流检测电路114的电压信号D2，并且控制半导体开关元件118的导电角度以便使信号D2的电平变成要单独给出的目标值。由于可以控制供给负载的电功率，可以用来进行光调节或类似用途。
根据前面所述的本发明的实施例，由于半导体开关元件118和120串联连接到串联谐振电路，不会提供高于电源电压的电压，并且，在低电流值的时段中施加接通和断开控制以便使加给半导体元件118和120的电压极减小并且开关损耗也变小从而相应地改善可靠性和效率。而且，即使串联谐振电路的频率根据负载条件的变化而变化，作为自振荡的特征，振荡频率自动跟随因此可以维持稳定的和强的正弦波振荡。特别地，在负载是放电管时，通过在放电启动之前的无负载状况导致的高Q的谐振状况获得启动必需的高电压。可以改变感应器122和电容124的连接顺序并且可以将作为负载的放电管112和负载电流检测电路114并联连接到电容124。
权利要求
1.一种被用作转换器来将直流电源转换成交流电源的自振荡电路，包括一个直流电源输入单元，一个输出变压器，一个在输出变压器的输入端的初级侧形成的LC初级侧谐振电路，和一个接通和关断直流电压的开关电路，该开关电路具有一个驱动电路，根据在LC初级侧谐振电路感应的初级侧谐振电压的反馈信号使开关电路接通和关断并且将对输出变压器的直流电源的供电方向转换成顺时针和逆时针方向来驱动输出变压器，一个相位检测装置用于检测输出变压器的初级侧的谐振波形的相位信号并且输出该相位信号，以及一个控制电路用于输出相位信号作为驱动信号来控制开关电路的通-断。
2.根据权利要求1的自振荡电路，其中LC初级侧谐振电路是由串联谐振电路组成，并且谐振电压被从串联谐振电路的中点取出来与谐振电流的相位匹配，并且使控制电路操作正反馈。
3.根据权利要求1的自振荡电路，其中负载被连接到输出变压器的次级侧，提供一个装置用来检测流经负载的电流，以及提供一个启动补偿电路在电源根据来自电流检测装置的信号被转换成接通时电流流进负载之前向控制电路提供一个用于自振荡的启动信号。
4.根据权利要求1的自振荡电路，其中输出变压器是一个输入两个输出型绕组型变压器并且初级绕组被绕制在线轴的中心，次级绕组被放置在初级绕组的两侧。
5.根据权利要求1的自振荡电路，其中输出变压器被作成一个压电变压器，所述压电变压器被做成一个电容，并且LC初级侧谐振电路由电容和连接到开关电路的电感组成。
6.根据权利要求1的自振荡电路，其中电感器取代输出变压器被连接，串联谐振电路由电感和连接到开关电路的电容组成，并且取代初级侧谐振电路形成在开关电路和地之间，并且负载以并联方式被连接到与地侧或电容连接的电感上。
全文摘要
一种自振荡电路，其中包括开关电路的驱动电路被连接到直流电源输入单元12a，12b，并且一个输出变压器10被连接到驱动电路。在驱动电路中，开关电路根据在输出变压器的输入侧初级绕组感应的初级侧谐振电压的反馈信号来被接通和关断。直流电源到输出变压器的通电方向通过开关电路的接通和关断被转换成顺时针和逆时针方向，并且电源被作为交流信号供给输出变压器的输入侧初级绕组。相位检测装置检测在输出变压器10的初级侧的谐振波形的相位并且输出该相位信号。连接到驱动电路的控制电路将相位检测装置的信号转换成两个相互反相的信号并且输出驱动信号来控制驱动电路的开关电路的通－断。
文档编号H02M7/5381GK1438762SQ0310386
公开日2003年8月27日 申请日期2003年2月13日 优先权日2002年2月14日
发明者河野和夫 申请人:河野和夫