RC振荡电路的制作方法

本发明涉及集成电路技术领域，特别涉及一种RC振荡电路。

背景技术：

振荡器普遍存在于SOC芯片中，给数字逻辑电路提供时钟信号。在不同的应用中，其要求的结构和性能参数差别很大。振荡器一般分为RC振荡器(也称张弛振荡器)、LC振荡器、石英晶体振荡器等。RC振荡器是应用最为普遍的一种振荡电路，它的结构简单、成本较低、功耗也较小。

传统张弛振荡器的一般结构如图1所示，主要由充电电流产生电路10、放电电流产生电路11、参考电压产生电路12、偏置电流产生电路13、可控开关SW1和可控开关SW2、高位比较器Comp1和低位比较器Comp2以及逻辑控制电路14等电路组成。参考电压产生电路12提供高阈值参考电压VH和低阈值参考电压VL，偏置电流产生电路13提供偏置电流给高位比较器Comp1和低位比较器Comp2，充电电流产生电路10和放电电流产生电路11提供充电电流I1和放电电流I2。

其工作原理为：刚上电时，电容C电压为低电平，该电容C电压输入到高位比较器Comp1和低位比较器Comp2产生一个逻辑信号，进而可控开关SW1导通，可控开关SW2关断，即充电电流I1对电容C进行充电，这时电容C上的电压会不断上升，直至上升到高位比较器Comp1所设定的高阈值参考电压VH；这时输出逻辑信号发生跳变，进而关断可控开关SW1，导通可控开关SW2，即放电电流I2对电容C进行放电，这时电容C电压会不断降低，直至降低到低位比较器Comp2所设定的低阈值参考电压VL，使得输出逻辑信号再次跳变，此时又进入充电状态，这样不断反复就可以在振荡器上输出连续不断的振荡波形。设充电时间为t，且I1＝I2＝I_C，则有：

由上述公式可知，振荡器的输出时钟频率与高阈值参考电压VH和低阈值参考电压VL的差值(VH-VL)、电容C、电容电流I_C相关，因此传统张弛振荡器输出时钟频率受电源温度及工艺变化影响较大。另外，还需要额外的电路来产生高阈值参考电压VH、低阈值参考电压VL和充电电流I1、放电电流I2，从而无法实现超低功耗(nA级别)性能。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种RC振荡电路，以实现超低功耗性能。

基于上述目的，本发明提供一种RC振荡电路，所述RC振荡电路包括：电压电流产生模块、充放电模块、比较模块及逻辑控制模块，其中，

所述电压电流产生模块产生参考电压及偏置电流，所述参考电压提供给所述比较模块，所述偏置电流提供给所述充放电模块；

所述充放电模块产生比较电压，所述比较电压提供给所述比较模块；

所述比较模块根据所述参考电压和所述比较电压产生比较信号，所述比较信号提供给所述逻辑控制模块；

所述逻辑控制模块根据所述比较信号产生逻辑信号，所述逻辑信号提供给所述电压电流产生模块和所述充放电模块。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述电压电流产生模块包括电压电流产生电路，所述电压电流产生电路产生第一阈值参考电压和第二阈值参考电压，所述第一阈值参考电压比所述第二阈值参考电压高，所述第一阈值参考电压及所述第二阈值参考电压分别提供给所述比较模块。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述电压电流产生模块包括还包括第一选择电路，所述第一选择电路选择将所述第一阈值参考电压或所述第二阈值参考电压提供给所述比较模块。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第一选择电路包括第一可控开关及第二可控开关，所述第一可控开关及所述第二可控开关均与所述电压电流产生电路及所述比较模块连接，所述第一阈值参考电压通过所述第一可控开关提供给所述比较模块，所述第二阈值参考电压通过所述第二可控开关提供给所述比较模块。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述逻辑信号包括第一开关信号和第二开关信号，所述第一开关信号和所述第二开关信号相反，所述第一开关信号控制所述第一可控开关的接通与断开，所述第二开关信号控制所述第二可控开关的接通与断开。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述充放电模块包括充放电电流产生电路、第一电容及第二选择电路，所述第二选择电路控制所述充放电电流产生电路产生充电电流或者放电电流，所述充电电流或者放电电流提供给所述第一电容，以产生比较电压。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第二选择电路包括第三可控开关及第四可控开关，所述充放电电流产生电路通过所述第三可控开关连接第一电平，所述充放电电流产生电路通过所述第四可控开关连接第二电平，所述第一电平比所述第二电平高。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第一开关信号还控制所述第三可控开关的接通与断开，所述第二开关信号还控制所述第四可控开关的接通与断开。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第一电容的正极与所述比较模块连接，所述第一电容的负极与所述第二电平连接。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述比较模块为比较器电路，所述参考电压提供给所述比较器电路的正相输入端，所述比较电压提供给所述比较器电路的反相输入端。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述比较器电路包括正相输入单元、反相输入单元、比较单元及输出单元；其中，所述正相输入单元接收参考电压，并将接收的参考电压提供给所述比较单元；所述反相输入单元接收比较电压，并将接收的比较电压提供给所述比较单元；所述比较单元比较所述参考电压和所述比较电压，产生比较信号，并将所述比较信号提供给所述输出单元；所述输出单元输出所述比较信号；

其中，所述正相输入单元包括第一场效应管；所述反相输入单元包括第二场效应管；所述比较单元包括第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管、第六场效应管及第七场效应管；所述输出单元包括第八场效应管及第九场效应管；

其中，所述第一场效应管的源极与所述第二场效应管的源极及所述第七场效应管的漏极连接；所述第一场效应管的漏极与所述第五场效应管的栅极、所述第五场效应管的漏极及所述第八场效应管的栅极连接；

所述第二场效应管的漏极与所述第三场效应管的栅极及所述第四场效应管的漏极连接；

所述第三场效应管的漏极与所述第六场效应管的漏极及所述第九场效应管的栅极连接；

所述第四场效应管的栅极与所述第五场效应管的栅极连接；

所述第六场效应管的栅极与所述第七场效应管的栅极连接；

所述第八场效应管的漏极与所述第九场效应管的漏极连接；

所述第三场效应管的源极、所述第四场效应管的源极、所述第五场效应管的源极及所述第八场效应管的源极均与所述第一电平连接；所述第六场效应管的源极、所述第七场效应管的源极及所述第九场效应管的源极均与所述第二电平连接。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第一场效应、所述第二场效应管、所述第六场效应管、所述第七场效应管及所述第九场效应管为N型场效应管；所述第三场效应管、所述第四场效应管、所述第五场效应管及所述第八场效应管为P型场效应管。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述逻辑控制模块包括多个相连的反相器。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述电压电流产生电路包括依次连接的偏置电路、第一电阻、第十场效应管及第十一场效应管；其中，所述第一电阻与所述第十场效应管的漏极连接，所述第十场效应管的源极与所述第十一场效应管的漏极连接，所述第十一场效应管的源极与所述第二电平连接。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第十场效应管和所述第十一场效应管为N型场效应管。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述偏置电路包括第二电阻。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述偏置电路包括启动电路、运放电路、压差产生电路、压流转换电路、镜像电流电路及电流引出电路；其中，

所述启动电路的输出提供给所述运放电路；

所述运放电路的正相输入端与所述压差产生电路连接，所述运放电路的反相输入端与所述压流转换电路连接，所述运放电路的输出端与所述镜像电流电路连接；

所述压差产生电路还与所述压流转换电路连接；

所述电流引出电路与所述镜像电流电路连接。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述启动电路包括第十二场效应管、第十三场效应管及第二电容，其中，所述第十二场效应管的栅极与所述第十三场效应管的漏极及所述第二电容的正极连接；所述第十二场效应管的源极及所述第十三场效应管的源极均与第一电平连接，所述第二电容的负极与第二电平连接；所述第十二场效应管的漏极和所述第十三场效应管的栅极作为输出端；

所述运放电路包括第十四场效应管及第十五场效应管，其中，所述第十四场效应管的栅极与所述第十四场效应管的漏极及所述第十五场效应管的栅极连接，其中，所述第十四场效应管的源极作为所述运放电路的正相输入端；所述第十五场效应管的源极作为所述运放电路的反相输入端；所述第十四场效应管的漏极和所述第十五场效应管的漏极作为所述运放电路的输出端；

所述压差产生电路包括第一三极管及第二三极管，所述第一三极管的基极、所述第一三极管的集电极、所述第二三极管的基极及所述第二三极管的集电极均匀所述第二电平连接，所述第一三极管的发射极和所述第二三极管的发射极作为所述压差产生电路的输出端；

所述压流转换电路包括第三电阻，所述第三电阻的两端分别与所述第二三极管的发射极及所述第十五场效应管的源极连接；

所述镜像电流电路包括第十六场效应管及第十七场效应管，所述第十六场效应管的栅极与所述第十七场效应管的栅极连接，所述第十六场效应管的源极及所述第十七场效应管的源极均与所述第一电平连接，所述第十六场效应管的漏极及所述第十七场效应管的漏极作为所述镜像电流电路的输入端；

所述电流引出电路包括第十八场效应管，所述第十八场效应管的源极与所述第一电平连接，所述第十八场效应管的漏极作为所述偏置电路的输出端。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第十二场效应管、所述第十三场效应管、所述第十六场效应管、所述第十七场效应管和所述第十八场效应管为P型场效应管；所述第十四场效应管和所述第十五场效应管为N型场效应管。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述充放电电流产生电路包括充电电流产生电路及放电电流产生电路；所述充电电流产生电路产生充电电流，并将所述充电电流提供给所述第一电容；所述放电电流产生电路产生放电电流，并将所述放电电流提供给所述第一电容。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述充电电流产生电路包括第十九场效应管及第二十场效应管，所述放电电流产生电路包括第二十一场效应管及第二十二场效应管；其中，所述第十九场效应管的栅极与所述第二十场效应管的栅极连接，所述第十九场效应管的漏极与所述第二十一场效应管的漏接连接，所述第十九场效应管的源极通过所述第三可控开关与所述第一电平连接；所述第二十场效应管的漏极与所述第二十场效应管的栅极及所述第二十二场效应管的漏极连接，所述第二十场效应管的源极与所述第一电平连接；所述第二十一场效应管的栅极与所述第二十二场效应管的栅极连接，所述第二十一场效应管的源极通过所述第四可控开关与所述第二电平连接；所述第二十二场效应管的源极与所述第二电平连接；其中，所述第二十一场效应管的栅极和所述第二十二场效应管的栅极的连接点作为所述充放电电流产生电路的输入端；所述第十九场效应管的漏极与所述第二十一场效应管的漏极的连接点作为所述充放电电流产生电路的输出端。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第十九场效应管和所述第二十场效应管为P型场效应管，所述第二十一场效应管和所述第二十二场效应管为N型场效应管。

可选的，在所述的RC振荡电路中，所述第三可控开关为一P型场效应管，所述第四可控开关为一N型场效应管。

在本发明提供的RC振荡电路中，仅需要一个比较模块，简化了线路；同时，参考电压和比较电压均与一个偏置电流相关,从而相互抵消得到与电源和偏置电流都不相关的输出时钟频率，这样通过减小偏置电流到纳安级别就能达到整体电路的超低功耗，同时又能保证输出时钟频率的高精度。

附图说明

图1是传统张弛振荡器的一般结构示意图；

图2是本发明实施例一的RC振荡电路的结构示意图；

图3是本发明实施例一的RC振荡电路的电路示意图；

图4是本发明实施例一的比较电压VC和第一阈值参考电压VH、第二阈值参考电压VL的示意图；

图5是本发明实施例一的输出时钟信号CLKOUT的示意图；

图6是本发明实施例二的RC振荡电路的电路示意图；

图7是本发明实施例二的偏置电路的结构示意图；

图8是本发明实施例二的偏置电路的电路示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的RC振荡电路作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。特别的，各附图需要展示的侧重点不同，往往都采用了不同的比例。

【实施例一】

请参考图2，其为本发明实施例一的RC振荡电路的结构示意图。如图2所示，所述RC振荡电路包括：电压电流产生模块20、充放电模块21、比较模块22及逻辑控制模块23，其中，所述电压电流产生模块20产生参考电压及偏置电流Ib，所述参考电压提供给所述比较模块22，所述偏置电流Ib提供给所述充放电模块21；所述充放电模块21产生比较电压，所述比较电压提供给所述比较模块22；所述比较模块22根据所述参考电压和所述比较电压产生比较信号，所述比较信号提供给所述逻辑控制模块23；所述逻辑控制模块23根据所述比较信号产生逻辑信号，所述逻辑信号提供给所述电压电流产生模块20和所述充放电模块21。

请继续参考图2，具体的，所述电压电流产生模块20包括电压电流产生电路200，所述电压电流产生电路200产生第一阈值参考电压VH和第二阈值参考电压VL，所述第一阈值参考电压VH比所述第二阈值参考电压VL高，所述第一阈值参考电压VH及所述第二阈值参考电压VL分别提供给所述比较模块22(即在本申请实施例中，所述第一阈值参考电压VH及所述第二阈值参考电压VL并不同时提供给所述比较模块22)。

进一步的，所述电压电流产生模块20包括还包括第一选择电路201，所述第一选择电路201选择将所述第一阈值参考电压VH或所述第二阈值参考电压VL提供给所述比较模块22。在本申请实施例中，所述第一选择电路201包括第一可控开关SW1及第二可控开关SW2，所述第一可控开关SW1及所述第二可控开关SW2均与所述电压电流产生电路200及所述比较模块22连接，所述第一阈值参考电压VH通过所述第一可控开关SW1提供给所述比较模块22，所述第二阈值参考电压VL通过所述第二可控开关SW2提供给所述比较模块22。

在本申请实施例中，所述逻辑信号包括第一开关信号Q和第二开关信号XQ，所述第一开关信号Q和所述第二开关信号XQ相反，所述第一开关信号Q控制所述第一可控开关SW1的接通与断开(也即控制所述第一阈值参考电压VH提供给所述比较模块22与否)，所述第二开关信号XQ控制所述第二可控开关SW2的接通与断开(也即控制所述第二阈值参考电压VL提供给所述比较模块22与否)。

进一步的，所述充放电模块21包括充放电电流产生电路210、第一电容C1及第二选择电路(图2中未标示)，所述第二选择电路控制所述充放电电流产生电路210产生充电电流或者放电电流，所述充电电流或者放电电流提供给所述第一电容C1，以产生比较电压。具体的，所述第二选择电路包括第三可控开关SW3及第四可控开关SW4，所述充放电电流产生电路210通过所述第三可控开关SW3连接第一电平(在此为电源电压)VDD，所述充放电电流产生电路210通过所述第四可控开关SW4连接第二电平(在此为接地电压)GND，所述第一电平VDD比所述第二电平GND高。所述第一电容C1的正极与所述比较模块22连接，所述第一电容C1的负极与所述第二电平GND连接。

在此，所述第一开关信号Q还控制所述第三可控开关SW3的接通与断开(也即控制产生充电电流与否)，所述第二开关信号XQ还控制所述第四可控开关SW4的接通与断开(也即控制产生放电电流与否)。

在本申请实施例中，所述比较模块22为比较器电路，所述参考电压(在此包括第一阈值参考电压VH和第二阈值参考电压VL)提供给所述比较器电路22的正相输入端，所述比较电压提供给所述比较器电路22的反相输入端。

在本申请实施例中，所述比较器电路22包括正相输入单元、反相输入单元、比较单元及输出单元；其中，所述正相输入单元接收参考电压，并将接收的参考电压提供给所述比较单元；所述反相输入单元接收比较电压，并将接收的比较电压提供给所述比较单元；所述比较单元比较所述参考电压和所述比较电压，产生比较信号，并将所述比较信号提供给所述输出单元；所述输出单元输出所述比较信号。

具体的，请参考图3，其为本发明实施例一的RC振荡电路的电路示意图。如图2和图3所示，在本申请实施例中，所述正相输入单元包括第一场效应管M1；所述反相输入单元包括第二场效应管M2；所述比较单元包括第三场效应管M3、第四场效应管M4、第五场效应管M5、第六场效应管M6及第七场效应管M7；所述输出单元包括第八场效应管M8及第九场效应管M9。

其中，所述第一场效应管M1的源极与所述第二场效应管M2的源极及所述第七场效应管M7的漏极连接；所述第一场效应管M1的漏极与所述第五场效应管M5的栅极、所述第五场效应管M5的漏极及所述第八场效应管M8的栅极连接；所述第二场效应管M2的漏极与所述第三场效应管M3的栅极及所述第四场效应管M4的漏极连接；所述第三场效应管M3的漏极与所述第六场效应管M6的漏极及所述第九场效应管M9的栅极连接；所述第四场效应管M4的栅极与所述第五场效应管M5的栅极连接；所述第六场效应管M6的栅极与所述第七场效应管M7的栅极连接；所述第八场效应管M8的漏极与所述第九场效应管M9的漏极连接；所述第三场效应管M3的源极、所述第四场效应管M4的源极、所述第五场效应管M5的源极及所述第八场效应管M8的源极均与所述第一电平VDD连接；所述第六场效应管M6的源极、所述第七场效应管M7的源极及所述第九场效应管M9的源极均与所述第二电平GND连接。

在本申请实施例中，所述第一场效应M1、所述第二场效应管M2、所述第六场效应管M6、所述第七场效应管M7及所述第九场效应管M9为N型场效应管；所述第三场效应管M3、所述第四场效应管M4、所述第五场效应管M5及所述第八场效应管M8为P型场效应管。

请继续参考图2和图3，在本申请实施例中，所述逻辑控制模块23包括多个相连的反相器，优选的，所述反相器的数量为3个～5个。在此，所述反相器的数量为三个，分别为第一反相器I1、第二反相器I2及第三反相器I3。

进一步的，所述电压电流产生电路200路包括依次连接的偏置电路(在此，所述偏置电路包括第二电阻R2)、第一电阻R1、第十场效应管M10及第十一场效应管M11；其中，所述第一电阻R1与所述第十场效应管M10的漏极连接，所述第十场效应管M10的源极与所述第十一场效应管M11的漏极连接，所述第十一场效应管M11的源极与所述第二电平GND连接。在此，所述第十场效应管M10和所述第十一场效应管M11为N型场效应管。

在此，在所述第二电阻R2和所述第一电阻R1的连接点处得到第一阈值参考电压VH，并提供给所述第一可控开关SW1；在所述第一电阻R1和所述第十场效应管M10的连接点处得到第二阈值参考电压VL，并提供给所述第二可控开关SW2。所述第一可控开关SW1和所述第二可控开关SW2均与所述第一场效应管M1的栅极连接。所述第十场效应管M10及所述第十一场效应管M11的连接点输出偏置电流。

请继续参考图2和图3，在本申请实施例中，所述充放电电流产生电路包括充电电流产生电路及放电电流产生电路；所述充电电流产生电路产生充电电流，并将所述充电电流提供给所述第一电容C1；所述放电电流产生电路产生放电电流，并将所述放电电流提供给所述第一电容C1。从而在所述第一电容C1的正极产生高低变化的比较电压。

进一步的，所述充电电流产生电路包括第十九场效应管M19及第二十场效应管M20，所述放电电流产生电路包括第二十一场效应管M21及第二十二场效应管M22；其中，所述第十九场效应管M19的栅极与所述第二十场效应管M20的栅极连接，所述第十九场效应管M19的漏极与所述第二十一场效应管M21的漏接连接，所述第十九场效应管M19的源极通过所述第三可控开关SW3与所述第一电平VDD连接；所述第二十场效应管M20的漏极与所述第二十场效应管M20的栅极及所述第二十二场效应管M22的漏极连接，所述第二十场效应管M20的源极与所述第一电平VDD连接；所述第二十一场效应管M21的栅极与所述第二十二场效应管M22的栅极连接，所述第二十一场效应管M21的源极通过所述第四可控开关SW4与所述第二电平GND连接；所述第二十二场效应管M22的源极与所述第二电平GND连接；其中，所述第二十一场效应管M21的栅极和所述第二十二场效应管M22的栅极的连接点作为所述充放电电流产生电路210的输入端；所述第十九场效应管M19的漏极与所述第二十一场效应管M21的漏极的连接点作为所述充放电电流产生电路210的输出端。

在本申请实施例中，所述第十九场效应管M19和所述第二十场效应管M20为P型场效应管，所述第二十一场效应管M21和所述第二十二场效应管M22为N型场效应管。进一步的，所述第三可控开关SW3为一P型场效应管(第二十三场效应管M23)，所述第四可控开关SW4为一N型场效应管(第二十四场效应管M24)，即分别通过一个P型场效应管和一个N型场效应管实现两个可控开关的功能。

在本申请实施例中，所述第二十一场效应管M21的栅极和所述第二十二场效应管M22的栅极的连接点接收偏置电流Ib；所述第十九场效应管M19的漏极与所述第二十一场效应管M21的漏极的连接点与所述第一电容C1连接。

相应的，本实施例还提供一种所述RC振荡电路的工作方法，具体包括：电压电流产生模块20产生参考电压及偏置电流，所述参考电压提供给比较模块22，所述偏置电流提供给充放电模块21；所述充放电模块21产生比较电压，所述比较电压提供给所述比较模块22；所述比较模块22产生比较信号，所述比较信号提供给逻辑控制模块23；所述逻辑控制模块23根据所述比较信号产生逻辑信号，所述逻辑信号提供给所述电压电流产生模块20和所述充放电模块21。

所述RC振荡电路的具体工作过程如下：电源上电初期(也即所述RC振荡电路开始工作时)，第一电容C1的正极电压VC(通常)为0电平，并且与比较器电路22的反相输入端相连，此时比较器电路22的正相输入端不管是接入第一阈值参考电压VH或是第二阈值参考电压VL都会高于VC电压，从而比较器电路22输出高电平(即所述比较信号为高电平)，经过逻辑控制模块23产生高电平的第一开关信号Q和低电平的第二开关信号XQ(即所述逻辑信号包括高电平的第一开关信号Q和低电平的第二开关信号XQ)。高电平的第一开关信号Q和低电平的第二开关信号XQ控制第一可控开关SW1闭合，第二可控开关SW2断开，第一阈值参考电压VH传给比较器电路22的正相输入端。同时，低电平的第二开关信号XQ控制第三可控开关SW3闭合，第四可控开关SW4断开，第十九场效应管M19输出充电电流开始对第一电容C1进行充电。

第一电容C1的正极电压VC渐渐升高(即所述比较电压开始升高)，当充电到高于第一阈值参考电压VH时(即所述比较电压高于第一阈值参考电压VH时)，比较器电路22输出电平翻转，输出低电平(即所述比较信号变为低电平)，经过逻辑控制模块23产生低电平的第一开关信号Q和高电平的第二开关信号XQ(即所述逻辑信号变为低电平的第一开关信号Q和高电平的第二开关信号XQ)。低电平的第一开关信号Q和高电平的第二开关信号XQ控制第一可控开关SW1断开，第二可控开关SW2闭合，第二阈值参考电压VL传给比较器电路22的正相输入端。同时高电平的第二开关信号XQ控制第三可控开关SW3断开，第四可控开关SW4闭合，第二十一场效应管M21输出放电电流开始对第一电容C1进行放电。

第一电容C1的正极电压VC慢慢变低(即所述比较电压开始降低)，当放电到低于第二阈值参考电压VL时(即所述比较电压低于第二阈值参考电压VL时)，比较器电路22输出电平再次翻转，输出高电平(即所述比较信号变为高电平)，经过逻辑控制模块23产生高电平的第一开关信号Q和低电平的第二开关信号XQ(即所述逻辑信号变为高电平的第一开关信号和低电平的第二开关信号)。高电平的第一开关信号Q和低电平的第二开关信号XQ控制第一可控开关SW1闭合，第二可控开关SW2断开，第一阈值参考电压VH传给比较器电路22的正相输入端。低电平的第二开关信号XQ控制第三可控开关SW3闭合，第四可控开关SW4断开，第十九场效应管M19输出充电电流又开始对第一电容C1进行充电。

周而复始，第一电容C1正极的比较电压VC不断的发生高低变化，具体如图4所示；比较器电路22输出电平周期性翻转，经过逻辑控制模块23整形后就产生具有一定驱动能力的输出时钟信号CLKOUT，具体如图5所示。输出时钟信号CLKOUT的频率可以计算如下：

V_H-V_L＝I_R1·R₁

I_C放电＝I_C充电

I_M11＝I_R1

由结果可知，因为第十一场效应管M11和第二十一场效应管M21的宽长比是给定的，所以输出时钟信号CLKOUT的频率只跟第一电容C1和第一电阻R1相关，因此通过选择合适的第一电容C1和第一电阻R1，就能较好的得到受电源电压、温度和工艺影响较小的输出时钟信号CLKOUT。另外，输出时钟信号CLKOUT的频率跟偏置电流Ib(也即I_R1)无关，因此，第一电容C1和第一电阻R1电阻不变，增大第二电阻R2，就可以使得偏置电流Ib(也即I_R1)一直减小到nA级别，从而使得总消耗电流达到nA级别，并且此时输出时钟信号CLKOUT的频率仍旧不变。

上面过程中，在充电和放电不同阶段，通过第一可控开关SW1和第二可控开关SW2的交替导通，比较器电路22的正相输入端在充电时等于第一阈值参考电压VH，在放电时等于第二阈值参考电压VL，从而达到一个比较器电路22复用做两个比较器的效果。

【实施例二】

本实施例二与实施例一的差别在于，所述偏置电路包括启动电路、运放电路、压差产生电路、压流转换电路、镜像电流电路及电流引出电路。具体的，请参考图6和图7，其中，图6本发明实施例二的RC振荡电路的电路示意图；图7为本发明实施例二的偏置电路的结构示意图。如图6和图7所示，所述偏置电路24包括：启动电路240、运放电路241、压差产生电路242、压流转换电路243、镜像电流电路244及电流引出电路245；其中，所述启动电路240的输出提供给所述运放电路241；所述运放电路241的正相输入端与所述压差产生电路242连接，所述运放电路241的反相输入端与所述压流转换电路243连接，所述运放电路241的输出端与所述镜像电流电路244连接；所述压差产生电路242还与所述压流转换电路243连接；所述电流引出电路245与所述镜像电流电路244连接。

在此，考虑到实施例一中的RC振荡电路虽然最大程度的减少了电流支路，而且理论上可以达到超低功耗(nA级别)性能的要求。但是，计算偏置电流如下：

对于3.3V的系统来说，V_GS(M10)≈0.7V，V_GS(M11)≈0.7V，要达到100nA大小的偏置电流I_R1，则需要大约20M欧姆大小的电阻，而这个电阻的精度直接影响到输出时钟信号CLKOUT的频率精度，因此电阻的宽度又不能取得太小，要实现20M欧姆电阻，就要浪费很大面积的版图，也就是芯片的制造成本。

基此，形成了本实施例二的技术方案。

进一步的，可参考图8，其为本发明实施例二的偏置电路的电路示意图。如图7和图8所示，所述启动电路240包括第十二场效应管M12、第十三场效应管M13及第二电容C2，其中，所述第十二场效应管M12的栅极与所述第十三场效应管M13的漏极及所述第二电容C2的正极连接；所述第十二场效应管M12的源极及所述第十三场效应管M13的源极均与第一电平VDD连接，所述第二电容C2的负极与第二电平GND连接；所述第十二场效应管M12的漏极和所述第十三场效应管M13的栅极作为输出端。其中，所述第十二场效应管M12和所述第十三场效应管M13为P型场效应管。

所述运放电路241包括第十四场效应管M14及第十五场效应管M15，其中，所述第十四场效应管M14的栅极与所述第十四场效应管M14的漏极及所述第十五场效应管M15的栅极连接，其中，所述第十四场效应管M14的源极作为所述运放电路的正相输入端；所述第十五场效应管M15的源极作为所述运放电路的反相输入端；所述第十四场效应管M14的漏极和所述第十五场效应管M15的漏极作为所述运放电路的输出端。所述第十四场效应管M14和所述第十五场效应管M15为N型场效应管。

所述压差产生电路242包括第一三极管Q1及第二三极管Q2，所述第一三极管Q1的基极、所述第一三极管Q1的集电极、所述第二三极管Q2的基极及所述第二三极管Q2的集电极均匀所述第二电平GND连接，所述第一三极管Q1的发射极和所述第二三极管Q2的发射极作为所述压差产生电路242的输出端。

所述压流转换电路243包括第三电阻R3，所述第三电阻R3的两端分别与所述第二三极管Q2的发射极及所述第十五场效应管M15的源极连接。

所述镜像电流电路244包括第十六场效应管M16及第十七场效应管M17，所述第十六场效应管M16的栅极与所述第十七场效应管M17的栅极连接，所述第十六场效应管M16的源极及所述第十七场效应管M17的源极均与所述第一电平VDD连接，所述第十六场效应管M16的漏极及所述第十七场效应管M17的漏极作为所述镜像电流电路244的输入端。所述第十六场效应管M16和所述第十七场效应管M17为P型场效应管。

所述电流引出电路245包括第十八场效应管M18，所述第十八场效应管M18的源极与所述第一电平VDD连接，所述第十八场效应管M18的漏极作为所述偏置电路24的输出端。所述第十八场效应管M18为P型场效应管。

在本申请实施例中，启动电路240上电初期提供初始电流，帮助电路远离零偏置点，启动完成后被关断不消耗电流；镜像电流电路244中第十六场效应管M16及第十七场效应管M17宽长比相等，保证两个支路电流相等；运放电路241中第十四场效应管M14及第十五场效应管M15宽长比相等，通过反馈原理保证VA和VB点电位相等；压差产生电路242通过个数不同得到不同的VBE而产生压差；压流转换电路243由将压差产生电路242产生的电压差转换为电流，从而流过第二三极管Q2支路电流可以计算如下：

V_T≈27mV

由上式可知，要得到30nA的电流，第三电阻R3值约为1M欧姆。在本实施例中，所述第一电阻R1的阻值大概在2兆欧姆～3兆欧姆，所述第三电阻R3的阻值大概在0.5兆欧姆～2兆欧姆。除了第三电阻R3，本发明实现的超低功耗电流偏置电路中剩余的场效应管和电容所占用的面积还不到500K欧姆电阻所占用的面积，所以虽然增加了一部分电路，只要减小了大电阻的阻值，仍旧可以大大减小版图的面积。

本发明中提出的采用超低功耗电流偏置电路替代大电阻(第二电阻R2)的偏置电路这种方法，不只局限于本实施例二所提出的这种具体实现方式，若采用其它方式实现的超低功耗电流偏置电路，替代大电阻(第二电阻R2)的偏置电路，也属于本专利保护的范围。

综上可见，本发明一方面通过一个比较器电路和两个可控开关切换来实现两个比较器的功能，简化了线路，另一方面通过巧妙简单的电路实现了参考电压的产生和充放电电流的产生，并且都与一个偏置电流相关,从而相互抵消得到与电源和偏置电流都不相关的输出时钟频率，这样通过减小偏置电流到纳安级别就能达到整体线路的超低功耗，同时又能保证输出时钟频率的高精度。另外，本发明进一步用一个超低功耗电流偏置电路取代一个十几M的大电阻的偏置电路，大大减小了芯片的版图面积。

例如设计取第一阈值参考电压VH第二阈值参考电压VL的值为100mV,则第一电阻R1值为2.5M欧姆，加上第三电阻R3的1M欧姆电阻。较之前20M电阻相比，面积减少了将近80％。

若我们要设计得到比较常用的32K输出时钟频率，只需再取第一电容C1＝1.56PF，就可以实现工作电流200nA，时钟精度误差小于5％，版图面积小于0.05mm²的RC振荡电路。当然，此发明线路结构不局限于产生这个32K输出时钟频率，设计取不同的第一电阻R1和第一电容C1值，就可以得到不同的输出时钟频率，具有很广的应用范围。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。