专利名称：控制调频驱动系统的感应电机再生能流及直流母线电压的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及调频驱动(AFD)系统，更具体地说，涉及控制感应电机，如交流(AC)电机的速度，转矩，马力，和/或方向的ADF系统。
背景技术：
调频驱动(AFD)系统可用于各种工业应用，如，HVAC，风扇，泵类，输送机，材料处理和加工设备，及其它产业，如，木材产品，采矿，金属和印刷。
如果感应电机的定子终端连接到一个三相AFD系统上，则转子朝定子旋转磁场方向旋转。这是感应电机的电动机运转工作模式。当载荷转矩加到电机轴上时，稳态速度小于同步速度。
当感应电机速度高于同步速度，且感应电机朝与定子旋转磁场相同的方向旋转时，则感应电机处于发电工作模式。产生一个与定子旋转磁场相反作用的发电转矩。例如，为了停止AFD系统，逐渐地减少电源频率。在减速过程中，由于系统惯性，AFD系统的瞬时速度高于瞬时同步速度。结果，感应电机的发电作用将引起功率通量相反，并且AFD系统的动能反馈到电源。
对AFD系统，系统的制动或再生能，例如从电机流经驱动装置变换器部分中的二极管流到直流(DC)母线电容器中。通常，上游转换器的输入二极管不提供用于这种能量返回AC电力线的路线。因此，再生电流流入DC母线电容器中，DC母线电压因此增加。
有四种常用方法处理由于再生条件而产生的高DC母线电压。第一种方法应用可控硅整流器(SCRs)、绝缘栅双极晶体管或门控晶闸管(GCTs或GTOs)作为转换器，以便当电动机模式时提供电力给DC母线和当制动时从DC母线再生回到AC线。这种方法具有成本比较高的缺点，因为转换器部分与变换器部分类似或相同。
第二种方法是当DC母线电压变得太高时简单地触发一个驱动装置故障并跳闸。这种解决方案的缺点是由于断路或讨厌的跳闸而破坏过程。
第三种方法通过应用制动电阻器在不断路情况下处理再生能量，上述制动电阻提供一个消散再生能量的路线。一个制动电阻器控制电路检测高压状况，然后将制动电阻器导电跨接在DC母线上。制动电阻器(比如，母线箝位电路；缓冲器；电压限制器)消散过量的能量。例如，对230伏交流(VAC)驱动装置，DC母线约为310伏直流(VDC)，而对460 VAC驱动装置，DC母线约为620 VDC。实际DC母线电压约为AC线电压均方根(RMS)的1.35倍。通过制动电阻器的电流与DC母线电压除以它的电阻成正比。例如，一个横跨460 VAC线连接的20θ电阻器组件消散约10 kW，而同样的电阻器当导电连接到一个DC母线上时消散约20 kW，上述20 kW是通过整流460 VAC驱动装置用的三相AC线产生的。制动电阻器的费用可能是很大的，同时最终驱动装置组件的实际尺寸增加。这二者通常不是理想的结果。
第四种方法通过随着再生状况应用合适的控制算法有效地将DC母线电压限制在一个安全阈值处。然而，当感应电机以它的正常电动机模式工作时，高输入(实用)AC线电压可以推动DC母线电压达到再生电压阈值。为了防止控制算法这个种情况下限制DC母线电压，已知应用输入AC电位变压器或其它的电压放大器装置来测量AC线输入电压。这种方法同样有成本比较高和实际尺寸较大的缺点。
已知的处理AFD再生状况的解决方案具有中断工业过程、比较高的设备成本和/或比较大实际尺寸的缺点。
AFD系统的发电模式使DC母线电压升高。输入到系统的AC线电压可能高于稳态时的额定值。另外，在任何配电系统的这种电压中，可能发生瞬时波动，因而造成在这些情况下存在较高的DC母线电压。因此，难以确定哪种来源产生造成在DC母线上过电压状态的能量。
在AFD系统中及用于控制上述AFD系统的方法和装置中有改进的余地。
发明概述本发明满足这些要求和其它要求，本发明识别和控制用于调频驱动装置(AFDs)的再生能流。这种再生能流在三相感应电机的稳定状态和动态工作条件两种情况下产生，由AFD控制。本发明的方法和装置识别在稳态和动态瞬时条件时的能源。
将AFD的三相电流变换成一个平稳的(stationary)电流向量。三相AC电流通过应用合适的电流传感器(如霍尔效应)测量，并在平稳的参考系中通过Clark变换变换成二相AC电流。应用空间向量技术来导出一个角。Park变换应用二相AC电流和角来在旋转参考系中产生二相DC电流向量。这些DC电流包括感应电机转矩和产生磁通量的分量。
如果当指令的速度低于实际转子速度时，产生转矩的电流向量的极性(如方向，符号)相反，则确认再生条件。
如果再生条件真实，则接通控制算法，以便将升高的DC母线电压限定在其预定阈值处。当感应电机处于再生模式时，DC母线电压被箝位在预定的阈值处而不断路。DC母线电压通过一个补偿组件进行动态调整，以便停留在预定的阈值处，由此控制再生能流而不必使AFD断路或对整个电器系统增加成本和尺寸。当再生能消散且感应电机不再处于发电模式后，DC母线电压自动复原到电动机模式中的正常水平。
如果再生条件不真实，则预定的阈值根据由AC线输入所确定的DC母线电压电平自身调节。
本发明提供一种稳定的工作系统并消除了已知现有技术的缺点。此外，可以应用旋转的参考系中转矩和磁通产生电流向量来很方便地计算感应电机功率因数。
作为本发明的一个方面，一种用于动态控制一个调频驱动系统用的感应电机再生能流和直流母线电压的方法包括检测直流母线的直流电压；检测一个变换器交流输出处的多个交流电流；将测得的交流电流变换成一个平稳的电流向量；将一个电压值和一个频率值转换成一个平稳的电压向量和一个角；将上述角和平稳的电流向量变换成一个旋转的电流向量，上述旋转的电流向量包括一个转矩产生电流分量的和一个磁通产生电流分量；当转矩产生电流分量的极性改变时，确定感应电机的发电模式；响应感应电机发电模式，应用电压值和频率值来将直流母线的直流电压限定在一个预定阈值处；将平稳电压向量和角转换成脉宽调制的控制信号用于变换器的控制输入。
作为本发明的另一方面，用于感应电机的调频驱动装置包括一个转换器，包括多个交流输入和一个直流输出，所述直流输出具有一个第一节点和一个第二节点；一个电容器，导电连接在直流输出的第一和第二节点之间；一个变换器，所述变换器包括一个直流输入，多个开关，多个控制输入，和多个交流输出，上述直流输入导电连接到直流输出上，上述各交流输出适合于导电连接到感应电机的交流输入上；每个开关都导电连接在第一和第二节点之一与变换器各交流输出之一之间，每个控制输入都控制其中一个开关；一个电压传感器检测转换器直流输出处的直流电压并输出测得的电压值；多个电流传感器检测变换器各交流输出处的多个交流电流并输出多个测得的电流值；及一个处理器，所述处理器包括多个用于测得的电流值和测得的电压值的输入，多个用于变换器控制输入的输出，一个Clark变换组件把测得的电流值变换成一个平稳电流向量，一个空间向量组件包括多个输入和多个输出，上述空间向量组件的输入包括一个设定的电压值，一个设定的频率值，一个变化电压值，和一个变化频率值，上述空间向量的输出包括一个平稳的电压向量和一个角，一个脉宽调制组件包括多个输入和多个输出，上述脉宽调制组件的输入包括上述平稳的电压向量和角，上述脉宽调制组件的输出提供变换器的控制输入，一个Park变换组件把上述角和平稳的电流向量变换成一个旋转的电流向量，及一个再生超载组件(regeneration override module)，上述再生超载组件包括多个输入和多个输出，上述再生超载组件的输入包括测得的电压值和旋转的电流向量，上述再生超载组件的输出包括变化电压值和变化频率值，再生超载组件动态控制从感应电机到转换器直流输出的再生能流。
作为本发明的另一个方面，一个调频驱动系统包括一个三相感应电机及调频驱动装置。
当结合附图阅读时，从下面优选实施的说明可以充分理解本发明，其中图1是根据本发明的用于感应电机的一种AFD系统方框图；图2是限定一种电动机模式参考系的向量图；图3是限定一种发电模式参考系的向量图；图4包括一个电压空间向量投影在旋转参考系和平稳参考系上的向量图；图5是包括一个电流空间向量投影在旋转参考系和平稳参考系上的向量图；图6是一种Clark变换的向量图；图7是三个Clark变换输入电流信号与时间的关系曲线；图8是二个Clark变换输出电流信号与时间的关系曲线；图9是一个Park变换的向量图；图10是二个Park变换输入电流信号和Park变换输入角与时间的关系曲线；图11是二个Park变换输出电流信号与时间的关系曲线；图12是限定一个空间向量的向量图；图13是示出IGBT在六个不同起作用状态或60°扇段中选通脉冲用于图1的空间向量脉宽调制(PWM)组件的示意图；图14是图1的再生超载逻辑组件的方框图；图15是用于图1的AC电机的感应电机速度与时间关系的例子；
图16是用于图1的AC电机的感应电机转矩与时间的关系例子；图17是用于图1的AFD系统的AFD DC母线电压与时间关系的例子；图18是用于图1的AFD系统的转矩产生电流与时间关系的例子；图19是示出图14再生超载逻辑算法三个输出应用的方框图；图20A是图14的补偿调制器输出/输入信号增益幅度与频率的关系；图20B是图14的补偿调制器输出和输入信号之间相位角与频率的关系。
优选实施例的详细说明图1示出了一种三相调频驱动(AFD)系统2，上述系统2包括一个AFD 4和一个感应电机，如交流(AC)电机(M)6。AFD 4包括一个合适的变换器，如一个全波桥式整流器8，一个直流(DC)母线电容器组10，一个变换器12，三个电流传感器14，16，18，一个DC母线电压传感器20，和一个控制系统22，上述控制系统22包括一个处理器和多个控制算法。桥式整流器8将三相AC电压24(从AC相位A，B，C)变换成一个中间的恒定DC母线电压Vbus。优选的是，桥式整流器8有效地阻挡大多数有干扰的谐波到达AC电源(未示出)。因为桥式整流器8应用二极管(未示出)并因此没有触发延迟，所以AFD系统2可以具有接近恒定的功率因数。
DC母线电容器组10包括一个或多个储能电容器(只示出一个电容器)，上述储能电容器协助保持DC母线电压Vbus恒定。优选的是，DC母线电容器组10能控制电力系统瞬变并能保持控制系统22的电路有效。
变换器12把DC母线电压变换到用于AC电机6的一种调频，可调电压的AC输出。例如，在基本激励频率的每个周期期间，变换器12的绝缘栅双极晶体管(IGBTs)26，28，30，32，34，36以高达约20 kHz通断，以便形成一个用于AC电机6的可变电压输出。比较高IGBT开关频率的好处是较低的电机噪音，更多的产生较少电机谐波加热的正弦电流波形，及较高的控制精度。较高IGBT开关频率的缺点包括较低的效率和峰值电压损坏电机绝缘的可能性。
电流传感器(如霍尔效应)14，16，18设置在AFD 4的AC输出上，以便测量三相AC电机电流。优选的是，DC母线电压传感器20应用一合适的低成本电路，以便产生一个DC母线电压Vbus的合适模拟值Vactual。
控制系统22优选的是包括一个合适的处理器，如数字信号处理器(DSP)38，它执行用于控制电动机或再生能流的控制算法。DSP 38包括四个模拟输入38A-38D，所述四个模拟输入38A-38D对应于用于三个电流信号Ia，Ib，Ic和一个电压信号Vactual的四个DSP A/Ds(未示出)。DSP 38还包括多个用于变换器12控制输入的数字输出39。一个合适的接口(I/F)40缓冲从数字输出39到变换器12的IGBTs的六个门控信号。控制系统22还包括一个Clark变换组件42，一个Park变换组件44，一个再生超载逻辑组件46，一个空间向量组件48，和一个空间向量脉宽调制(PWM)组件50，上述各组件都通过DSP 38执行。空间向量PWM组件50输出(如通过DSP输出39)六个门控制信号到接口40。
如图2和3所示，在图1变换器12输出处，分别从传感器14，16，18测得的三相电流Ia，Ib，Ic用一个平稳的参考系描述，其中平稳的实轴a，b，c分开120°。一个平稳的复数参考系d，q包括一个实轴d和一个虚轴q。将复合的实轴d平稳到平稳实轴a上，所述轴是AC电机6的定子绕组(未示出)的磁轴。定子电流I和定子电压V二者都是复数空间向量，它们以激励角速度T的速率绕这些轴旋转，上述激励角速度T由AFD 4产生。
如图6-8中所示，利用图1的Clark变换组件42将分别在轴a，b，c中的三相电流Ia，Ib，Ic分别变换成在轴d，q中的两相量Id，Iq，上述Clark变换组件应用Clark变换方程式(方程式1)。
(方程式1)分别在轴d，q中的投影两相电流向量Id，Iq与从图1的空间向量组件48所得到的角θ一起，被馈送到如图9-11所示的Park变换组件44中。Park变换组件44应用Park变换方程式(方程式2)。
ID=Idcosθ+IqsinθIQ=Idsinθ+Iqcosθ]]>(方程式2)结果，平稳参考系两相量Id和Iq分别被变换成在旋转实轴D和旋转虚轴Q上的旋转两相量ID和IQ。因此，当从旋转参考系D，Q上看时，电流和电压空间向量I，V变成平稳的。旋转参考系的实轴D位于与平稳参考系的实轴d成θ角处。用于θ的角速度通过空间向量组件48用图1 AFD指令的频率f作为输入确定。
如图4和5所示，N1是电压空间向量V和D轴之间的夹角，和N2是电流空间向量I(如图1-3和5所示)和D轴之间的夹角。角度关系是N＝N1-N2。在图2中，当电压V比电流I超前φ时，感应电机，如图1中的AC电机6处于电动机模式。在这种模式中负载是电感。在图3中，在电压V比电流I滞后φ情况下，感应电机处于发电模式。负载起一种电容性分量的作用。因此，角度N可以区分感应电机电动机工作模式和发电工作模式。
参见图3，5和18，在从电动机工作模式转变到发电工作模式的过程中，转矩产生电流分量IQ实际上使其极性(比如方向或符号)相反。这种转变可以，例如通过DSP 38应用一合适的高取样速率收集。在比较快的减速指令下，如果处于发电模式工作，则这是极限指示。在相对慢的减速指令情况下，可以应用这种方法和检测指令速度与实际感应电机速度差能力的组合。
当感应电机处于其正常电动机模式工作时，图14的再生DC母线电压阈值Vthreshold根据图1的三相AC电压24从AC电源(未示出)上下移动。例如，DC母线电压Vbus约为AC线路输入电压的1.35倍。对一个480伏交流电压(VAC)输入而言，DC母线电压约为670伏直流电压(VDC)。对于这种条件，再生DC母线电压阈值被预置为约730 VDC(例如，高于实际DC母线电压约60 VDC)。对一500 VAC输入，DC母线电压约为700 VDC。此处，再生DC母线电压阈值被预置到约760 VDC(比如高于实际DC母线电压约60 VDC)。优选的是，DC母线电压阈值由合适数量的DC母线电压取样(比如，没有限制情况下，8-10个取样)的平均值确定。因此，DC母线电压是动态地单独根据AC输入线路进行调节，而不是实际上利用任何输入AC线路测量装置进行调节。尽管公开了一个在实际DC母线电压和再生电压阈值之间偏离约60 VDC的例子，但任何合适的正向偏离都可以应用。
一旦检测了再生模式，图1的实时再生过载逻辑组件46就启动一系列的算法指令(如下面结合图14的讨论)，以便提供再生能流控制。再生超载逻辑组件46使AFD 4能在没有高DC母线电压断路的情况下加速和减速。例如，对一种4极，三相，460 VAC，60Hz的感应电机，性能可以包括(1)在480 VAC输入电压下以60 Hz/S(1S时间)的速率卸载从1800rpm加速/减速到1800 rpm；(2)在480VAC输入电压下以120 Hz/S(0.5S时间)的速率卸载从1800 rpm加速/减速到1800 rpm；(3)在480 VAC输入电压下以600 Hz/S(0.1S时间)的速率卸载从加速1800 rpm/减速到1800 rpm；(4)在504 VAC输入电压下以60 Hz/S(1S时间)的速率卸载从1800 rpm加速/减速到1800 rpm；(5)在504 VAC输入电压下以120Hz/S(0.5S时间)的速率卸载从1800 rpm加速/减速到1800 rpm；及(6)在504 VAC输入电压下以600 Hz/S(0.1S时间)的速率卸载从1800 rpm加速/减速到1800 rpm。
在图14的再生超载逻辑组件46中，取样的DC母线电压Vactual和预定的电压阈值Vthreshold之间的差值由一加和函数(SUM)52确定，上述加和函数52输出负的预定电压阈值。如果取样的DC母线电压低于预定的电压阈值，则再生超载逻辑不起作用。然而，一旦达到电压阈值，就有起作用的算法路线通过三种算法54，56，58来控制再生能流。第一种算法54把一个比例调节器增益G1加到电压差60上，上述电压差60由加和函数52输出。如图19所示，将所产生的量P1 62加到加速/减速逻辑64上。电机设定速度66由图1的频率输入f设定。频率输入f通过加速/减速逻辑64，以便使电机6以一预设的加速或减速速率持续增加或持续减小。在电动机模式中，量P1 62是零。在再生模式中，量P2 68代表待加到初始设定频率f上的附加频率指令量(由一用户通过DSP 38和另一个微控制器(未示出)之间的通信线路(未示出)在DSP 38以外确定)，以便使频率以一预定的速率持续增加或持续减小。例如，比例增益G1可以以前面一段里说明的六个性能项为基础。在这个例子中，如果比例增益G1适当地与增益G2和G3一起设定，则在六个性能项的测试条件下，DC母线电压Vbus如图17中所示被箝位。相反，如果增益G1没有适当地设定，则DC母线电压Vbus可能失去控制，因而切断AFD 4。
如图14中所示，给予第二和第三算法56，58的补偿电压差70当由补偿调制器72补偿时是正的电压差60。补偿调制器72的输出74馈送到相应算法56，58的增益G2和G3中。如果电动机模式起作用，则量P2 68和P3 76二者都为零。在发电模式中，量P2 68是另一个附加的频率量，由加和函数77加到加速/减速逻辑64的频率输出78上。量P3 76代表待加到电机6上的附加电压量(dV)。在相对很低的频率下，补偿调制器输出量P2 68和P3 76的幅度接近是一个恒定值，同时上述P3比P2大约若干倍，在补偿调制器输入80处的电压差60通过补偿调制器72具有一恒定的增益A 79(如图20 A所示)。补偿调制器输出74的补偿电压差70的相位角与补偿调制器72输入80处电压差60的相位角几乎相同。在中间频率处，补偿电压差70的幅度随着如图20A所示随用于一给定输入幅度的频率而非线性增加。如图20B中所示，补偿电压差70的相位角具有一种钟形形状，而结果，补偿电压差70的相位角在钟形曲线的峰处比电压差60的相位角超前约40°以上。在相对很高的频率处，补偿电压差70的幅度接近一个恒定值，同时在补偿调制器输入80处的电压差60具有一新的恒定增益B 81。补偿电压差70的相位角与电压差60的相位角接近相同。从低频控制特性转变到高频控制特性不用任何转换装置而自动地进行，如图20A和20B所示。
正如在图14和20A中所应用的，在输入80处的信号表示为Vin(f)，在输出74处的信号表示为Vout(f)，Vin(f)和Vout(f)随f(频率)而变。在图20 A中的曲线值是20 log(Vout(f)/Vin(f))。如果Vin(f)和曲线都已知，则Vout(f)可以由上面表达式确定。
第二种算法56把一个比例增益项G2加到补偿电压差70上。如图19所示，量P2 68与加速/减速逻辑64的频率输出78相加，同时此旁路逻辑64得到快速的系统响应。
第三种算法58通过将比例增益项G3加到补偿电压差70上提供量P376。这个第三种算法58在过渡状态中再生模式期间增加了加到感应电机上的电压。在图1的AFD系统2上低频控制和高频控制两种情况下(亦即如上所述当电压差60从比较低频率改变到中间频率，到比较高频率时，补偿调制器的动作)，如果电压差60是负值，则感应电机6处于电动机模式，并且图1的再生超载逻辑组件46的所有三种算法54，56，58都不能工作。
空间向量组件48的一个空间向量发生函数(未示出)分别通过量P3 76(dV)和量84(df)调节图1的电压输入V和频率输入f，以便提供用于空间向量组件48的内值((V+dV)86和(f+df)88)。反过来，空间向量组件48也提供输出(Vd，Vq，2)。
再参见图1，增量电压dV和指令的频率修改df在再生超载逻辑组件46中确定。增量电压dV是加到初始感应电机指令电压V上的电压变化。指令频率修改df是加到初始AFD指令频率f上的频率变化。图12中的最终电压空间向量是Vref，上述Vref以一个角速度逆时针旋转，上述角速度由频率f+df确定。这个旋转电压向量(亦即通过Vd，Vq，2所定义)馈送到图1的空间向量PWM组件50上，上述空间向量PWM组件50本身又输出六个(亦即三个门信号和三个补充的门信号)用于接口40的门信号到变换器12的六个IGBTs 26，28，30，32，34，36上。
空间向量PWM组件50利用供AFD应用的数字计算并计算变换器12的IGBT转换时间。这与常规的正弦-三角技术相比在DC母线电压利用上提供15％的增加，并且比这种正弦-三角技术减少了在比较高调制指数下的谐波量。
如图13所示，有八个变换器状态，其中包括六个有效状态S1-S6，和2个零状态S0和S7(未示出)。当(a)一个上面的(比如IGBTs 26，30，34之一)和二个下面的(比如IGBTs 28，32，36中的二个)变换器IGBTs，还是(b)二个上面的和一个下面的变换器IGBTs同时导通时产生六个有效状态S1-S6。无论是(a)三个上面的变换器IGBTs还是(b)三个下面的变换器IGBTs接通时，产生这二个零状态。这两种零状态常常叫做空转状态(freewheeling)，因为在这些构形的运行期间，所有的电机电流都是空转。有六个60°的扇段(如图13的状态S1-S6所示)，并且在每个扇段中都提供一个特定的开关图形(如图13所示，此处“0”相应于IGBT 26，“1”相应于IGBT 30，和“2”相应于IGBT 34)。转换时间以高达约20kHz的速率计算，并将PWM电压加到感应电机6上。为了闭合回路，所产生的输出电流(比如图1的Ia，Ib，Ic)用电流传感器14，16，18检测并馈送到图1的Clark变换组件42用于处理。
图15-18示出了根据本发明的各种范例的AFD系统的性能。例如，AFD系统2可以在一个三相，15马力(HP)，460 V，60 Hz，四极感应电机，如AC电机6上工作。在图15中，电机6开始是在约377 rad/s(亦即60 Hz激励频率)下工作。在约0.35 S之后，发出一个40 Hz的速度指令f，并将电机速度设定到以-120 Hz/S的速率减速。反过来，发生再生模式(亦即在约0.35 S和约0.65 S之间)，如图17最佳示出的。
图16示出了感应电机转矩响应。由于存在负的滑移，转矩突然地(在T处)从10 Nm改变到接近-20 Nm。另外，在图17的这点处，DC母线电压Vbus(在V处)从标称的680 V转变到740 V的水平。740 V是用于再生超载逻辑组件46的预定电压阈值Vthreshold。因为只要再生条件存在，DC母线电压Vbus就在740 V处被箝位。
图18示出了本发明用于检测再生工作模式的一个重要方面。在这个例子中，当感应电机6的再生模式开始时，产生转矩的电流分量IQ从+4A转换到-7A。如果再生条件不真实，则预定的电压阈值Vthreshold根据用三相AC电压24所确定的DC母线电压Vbus电平自己调节(比如高于实际DC母线电压约60 VDC)。换句话说，740 V电压阈值随着三相AC电压变动而改变。
此外，图1电流I 94的幅度在方程式3中示出，方程式3反映出测得的三相电流(比如图1的Ia，Ib，Ic)峰值幅度。
I=ID2+IQ2]]>(方程式3)负载功率因数cos②可以很容易从方程式4计算，其中②是功率因数角。
Cosφ＝IQ/I (方程式4)应该理解，尽管参考了示例性的DSP 38，采用内部和/或外部A/D变换器，可以应用各种各样的其它合适的处理器，如例如，大型计算机，小型计算机，工作站，个人计算机(PCs)，微处理器，微计算机，及其它基于微处理器的计算机。
应该理解，尽管参考了示例性的空间向量PWM组件50，但也可以使用其它合适的PWMs，例如，正弦-三角PWM。
尽管已经详细说明了本发明特定的实施例，但本领域的技术人员应该理解，根据整个公开内容的说明，对那些细节可以研究出各种修改和替代。因此，所公开的一些特定安排意味着仅是示例性的，并没有限制本发明的范围，本发明了的范围由所附权利要求确定并包括任何和所有等同物。
标号明细表2 三相调频驱动(AFD)系统4 AFD6 感应电机，如交流(AC)电机(M)8 全波桥式整流器10DC母线电容器组12变换器14电流传感器16电流传感器18电流传感器20DC母线电压传感器22控制系统24三相AC电压26绝缘栅双极晶体管(IGBT)28IGBT30IGBT32IGBT34IGBT36IGBT38处理器，如数字信号处理器(DSP)40接口(I/F)42Clark变换组件44Park变换组件46再生超载逻辑组件48空间向量组件50空间向量PWM组件52加和函数(SUM)
54算法56算法58算法60电压差62最终量P164加速/减速逻辑66电机设定速度68量P270补偿后的电压差72补偿调制器74补偿调制器的输出76量P3(dV)77加和函数78频率输出79恒定的增益A80补偿调制器输入81恒定的增益B84量(df)86电压值(V+dV)88频率值(f+df)
权利要求
1.一种用于动态控制调频驱动系统(2)的感应电机(6)再生能流和直流母线电压的方法，上述调频驱动系统(2)包括一个直流母线(Vbus)和一个输入直流母线的变换器(12)，上述变换器(12)包括多个控制输入和多个交流输出，上述方法包括检测(20)上述直流母线(Vbus)的直流电压(Vactual)；在上述变换器(12)交流输出处检测(14，16，18)多个交流电流(Ia，Ib，Ic)；将上述测得交流电流(Ia，Ib，Ic)变换(42)成一个平稳的电流向量(Iq，Id)；将一个电压值(86)和一个频率值(88)转换(48)成一个平稳的电压向量(Vq，Vd)和一个角(2)；将上述角(2)和平稳电流向量(Iq，Id)(44)转换成一个旋转的电流向量(ID，IQ)，上述旋转的电流向量(ID，IQ)包括一个产生转矩的电流分量(IQ)和一个产生磁通的电流分量(ID)；当上述产生转矩的电流分量(IQ)极性相反及时确定(46)上述感应电机(6)的发电模式；响应上述感应电机(6)的上述发电模式，利用(48)电压值(86)和频率值(88)来限制(72，54，56，58)上述直流母线(Vbus)的直流电压(Vactual)至预定阈值(Vthresholod)；及将上述平稳的电压向量(Vq，Vd)和角(2)转换(50)成用于上述变换器(12)控制输入的脉宽调制控制信号。
2.根据权利要求1的方法，还包括应用上述具有一标称电压的直流母线(Vbus)；及确定上述感应电机(6)何时不再处于发电模式，并响应地将上述直流母线的直流电压(Vactual)复原到上述标称电压。
3.根据权利要求1的方法，还包括随着上述直流母线直流电压(Vactual)的变化调节预定的阈值(Vthreshold)。
4.根据权利要求3的方法，还包括将预定的阈值(Vthreshold)计算成上述直流母线的直流电压(Vactual)加一预定的电压。
5.根据权利要求4的方法，还包括应用+60 VDC作为上述预定的电压。
6.根据权利要求1的方法，还包括确定(52)上述直流母线(Vbus)的直流电压(Vactual)和预定的阈值(Vthreshold)之间的电压差(60)；利用一个补偿调制器(72)来补偿上述电压差(60)并提供补偿后的电压差(70)；将上述电压差(60)加到第一算法(54)上，上述第一算法(54)在发电模式中具有一第一增益(G1)和一第一输出量(62)；将上述补偿后的电压差(70)加到第二和第三算法(56，58)上，上述第二和第三算法(56，58)在发电模式中分别具有第二和第三增益(G2，G3)及第二和第三输出量(68，76)。
7.根据权利要求6的方法，还包括(64)从一个设定频率(f)提供一中间频率(78)并提供第一输出量(62)；将第二输出量(68)加(77)到上述中间频率(78)上以便提供一个变化频率值(84)；应用第三输出量(76)作为变化电压值(dV)；把电压值(86)作为一设定的电压值(V)和一变化电压值(dV)之和计算(48)，及把频率值(88)作为一设定的频率值(f)和一变化频率值(df)之和计算(48)。
8.根据权利要求7的方法，还包括当上述感应电机(6)的发电模式不起作用时，确定(46)一个电动机模式，并响应地将第二和第三输出量(68，70)设定到零。
9.根据权利要求6的方法，还包括应用上述交流电流(Ia，Ib，Ic)频率的一个第一范围；应用上述交流电流(Ia，Ib，Ic)频率的一个第二范围，上述第二范围大于上述第一范围；应用上述交流电流(Ia，Ib，Ic)频率的一个第三范围，上述第三范围大于第二范围；对频率的第一范围应用电压差(60)，以便提供补偿后的电压差(70)，上述补偿后的电压差(70)是具有一个第一恒定增益(A)的输出；非线性增加具有上述交流电流(Ia，Ib，Ic)频率的补偿后电压差(70)的幅度；及对频率的第三范围应用电压差(60)，以便提供补偿后的电压差(70)，上述补偿后的电压差(70)是具一个第二恒定增益(B)的输出，上述第二恒定增益(B)大于第一恒定增益(A)。
10.根据权利要求9的方法，还包括将具有大约相等相位角的电压差(60)和补偿后的电压差(70)应用于上述频率的第一范围；将具有大约相等相位角的电压差(60)和补偿后的电压差(70)应用于上述频率的第三范围；将补偿后的电压差(70)的第一相位角应用于频率的第二范围；及将电压差(60)的第二相位角应用于频率的第二范围，同时上述第一相位角超前第二相位角约40°以上。
11.根据权利要求1的方法，还包括应用产生转矩的电流向量(IQ)和产生磁通的电流向量(ID)来计算上述感应电机(6)的功率因数。
12.一种用于包括多个交流输入的感应电机(6)的调频驱动装置(4)，上述调频驱动装置(4)包括一个转换器(8)，包括多个交流输入(24)和一个具有一个第一节点和一个第二节点的直流输出(Vbus)；一个电容器(10)，导电连接在上述直流输出的第一和第二节点之间；一个变换器(12)，包括一个直流输入，多个开关(26，28，30，32，34，36)，多个控制输入，及多个交流输出，上述直流输入导电连接到上述直流输出上，上述交流输出适合于导电连接到上述感应电机(6)的上述交流输入上；上述开关中的每一个都导电连接在第一和第二节点之一与上述变换器各交流输出之一之间，每个上述控制输入都控制上述开关的其中之一；一个电压传感器(20)，检测上述转换器(8)直流输出(Vbus)处的直流电压并输出测得的电压值(Vactual)；多个电流传感器(14，16，18)，检测上述变换器(12)交流输出处的交流电流并输出多个测得的电流值(Ia，Ib，Ic)；及一个处理器(38)，包括多个输入(38A-38D)，用于上述测得的电流值(Ia，Ib，Ic)和测得的电压值(Vactual)，多个输出(39)，用于上述变换器的控制输入；一个Clark变换组件(42)，上述Clark变换组件(42)把上述测得的电流值(Ia，Ib，Ic)变换成一个平稳的电流向量(Iq，Id)，一个空间向量组件(48)，包括多个输入和多个输出，上述空间向量组件的输入包括一个设定的电压值(V)，一个设定的频率值(f)，一个变化电压值(dV)，及一个变化频率值(df)，上述空间向量组件的输出包括一个平稳的电压向量(Vg，Vd)和一个角(2)，一个脉宽调制组件(50)，包括多个输入和多个输出，上述脉宽调制组件的输入包括平稳的电压向量(Vg，Vd)和角(2)，上述脉宽调制组件的输出提供上述变换器(12)的控制输入；一个Park变换组件(44)，将角(2)和上述平稳电流向量(Ig，Id)变换成旋转的电流向量(IQ，ID)，及一个再生超载组件(46)，包括多个输入和多个输出，上述再生超载组件的输入包括测得的电压值(Vactual)和上述旋转的电流向量(ID，IQ)，上述再生超载组件的输出包括变化电压值(dV)和变化频率值(df)，上述再生超载组件(46)动态控制从感应电机(6)到上述转换器(8)直流输出(Vbus)的再生能流。
13.根据权利要求12的调频驱动装置(4)，其中上述再生超载组件(46)将上述转换器(8)的直流输出(Vbus)动态调整到一个预定值，因而控制上述再生能流。
14.根据权利要求12的调频驱动装置(4)，其中上述电流传感器(14，16，18)是霍尔效应电流传感器。
15.根据权利要求12的调频驱动装置(4)，其中上述脉宽调制组件(50)应用空间向量脉宽调制。
16.根据权利要求12的调频驱动装置(4)，其中上述平稳电流向量(Iq，Id)包括在一平稳参考系中的二相AC电流(Iq，Id)。
17.一种调频驱动系统(2)，包括一台三相感应电机(6)；及一个调频驱动装置(4)，上述调频驱动装置(4)包括一个转换器(8)，具有多个交流输入(24)和一个具有一个第一节点和一个第二节点的直流输出(Vbus)；一个电容器(10)，导电连接在上述直流输出的第一和第二节点之间；一个变换器(12)，包括一个直流输入，多个开关(26，28，30，32，34，36)，多个控制输入，和多个交流输出，上述直流输入导电连接到上述直流输出上，上述交流输出适合于导电连接到上述感应电机(6)的上述交流输入上；上述开关中的每一个都导电连接在上述第一和第二节点之一与上述变换器各交流输出之一之间，上述控制输入的每一个都控制上述开关之一；一个电压传感器(20)，检测上述转换器(8)直流输出(Vbus)处的直流电压并输出测得的电压值(Vactual)；多个电流传感器(14，16，18)，检测上述变换器(12)交流输出处的多个交流电流并输出多个测得的电流值(Ia，Ib，Ic)；及一个处理器(38)，所述处理器(38)包括多个输入(38A-38D)，用于上述测得的电流值(Ia，Ib，Ic)和上述测得的电压值(Vactual)，多个输出(39)，用于上述变换器的若干控制输入，一个Clark变换组件(42)，将上述测得电流值(Ia，Ib，Ic)变换成一个平稳的电流向量(Iq，Id)，一个空间向量组件(48)，包括多个输入和多个输出，上述空间向量组件的输入包括一个设定的电压值(V)，一个设定的频率值(f)，一个变化电压值(dV)，和一个变化频率值(df)，上述空间向量组件的输出包括一个平稳的电压向量(Vq，Vd)和一个角(2)，一个脉宽调制(PWM)组件(50)，包括多个输入和多个输出，上述PWM组件的输入包括上述平稳的电压向量(Vq，Vd)和角(2)，上述脉冲宽度调制组件的输出提供上述变换器(12)的控制输入，一个Park变换组件(44)，将上述角(2)和平稳的电流向量(Iq，Id)变换成一个旋转的电流向量(ID，IQ)，及一个再生超载组件(46)，包括多个输入和多个输出，上述再生超载组件的输入包括测得的电压(Vactual)和上述旋转的电流向量(ID，IQ)，上述再生超载组件的输出包括变化电压值(dV)和变化频率值(df)，上述再生超载组件(46)动态控制从感应电机(6)到上述转换器(8)直流输出(Vbus)的再生能流。
18.根据权利要求17的调频驱动系统(2)，其中上述再生超载组件(46)包括用于确定测得的电压值(Vactual)和一预定阈值(Vthreshold)之间电压差(60)的装置(52)，用于补偿电压差(60)并提供补偿后电压差(70)的装置(72)，用于提供在发电模式中来自电压差(60)的一个第一输出量(62)和一个第一增益(G1)的装置，用于提供在发电模式中来自补偿后电压差(70)的一个第二输出量(68)和一个第二增益(G2)的装置(56)，及用于提供在发电模式中来自补偿后电压差(70)的一个第三输出量(76)和一个第三增益(G3)的装置(58)。
19.根据权利要求18的调频驱动系统(2)，其中上述再生超载组件(46)还包括用于提供设定的频率值(f)中一个中间频率(78)和第一输出量(62)的装置(64)，及用于将第二输出量(68)加到中间频率(78)上提供变化频率值(84)的装置(77)；其中上述第三输出量(76)是变化电压值(dV)。
20.根据权利要求18的调频驱动系统(2)，其中上述预定的阈值(Vthreshold)是测得的电压值(Vactual)加上一预定的电压。
全文摘要
一种用于动态控制调频驱动系统(2)的再生能流和直流母线电压的方法，包括检测(20)直流母线(V
文档编号H02M5/00GK1492576SQ03154439
公开日2004年4月28日 申请日期2003年9月28日 优先权日2002年9月30日
发明者K·李, S·K·贝克尔, K·J·施密特, K 李, 施密特, 贝克尔 申请人:伊顿公司