专利名称：交流电动机的控制装置及控制方法
技术领域：
本发明涉及交流电动机的控制装置及控制方法。
背景技术：
在此之前，作为没有使用交流电动机的旋转速度传感器或位置传感器的方式，例如，象特开2001-251889号公报所示那样，已知检测电动机的相电流并进行磁极位置的推测运算的控制装置。
另外，作为没有使用电流传感器的方式，例如，在特开平2-197295号公报中，提出了检测用来驱动电动机的变换器的直流电流，并根据其瞬时值和变换器的开关状态再现电动机的交流电流的电流再现方式。本方式利用用来驱动变换器的选通脉冲信号，取样保持变换器的直流电流中瞬时出现的电动机电流，并间接地检测电动机电流。
但是，由于电流再现方式从变换器的直流电流和选通脉冲信号再现电动机电流，所以在选通脉冲非常短的情况下，捕捉电动机电流成分变得困难。尤其是，将变换器的平均开关频率(载波频率)设定得越高，则选通脉冲变得越短，电流再现越困难。若采取使变换器的载波频率降低的方法，则将变成由于电流高次谐波增大引起的效率的降低和电磁噪音产生的原因。另外，在变换器的载波周期内有必要最低进行2次电流取样，并有必要设定特别的电路。而且，为了用单片微机实现，必须有2个模拟输入端子，并有必要在微机内准备2组AD变换器，或者连续具备1个高速AD变换器来读入电流。
发明内容
本发明提供用简单的控制构成和高载波频率实现高性能的电动机驱动的控制装置及控制方法。
在交流电动机的控制装置中，在检测出来自用于驱动电动机的变换器的直流电源的电流时，针对变换器电流，在各通电期间的中间时刻附近对电流值取样，根据该取样值控制向电动机的施加电压或频率。
图1是表示作为本发明的一个实施例的电动机控制装置的方框图。
图2是表示本发明的实施例中的PWM调制原理和电流取样的关系的波形例。
图3是表示本发明的实施例中的PWM调制原理和电流取样的关系的波形例。
图4是表示本发明的实施例中的电压指令、相电压、电流取样值的关系的波形图。
图5是表示本发明的实施例中的电流取样的定时的波形图。
图6是表示现有技术的2相调制时的电压指令、三角形波载波的关系的波形图。
图7是表示在本发明的实施例中使用了2相调制方式时的电流取样的定时的波形图。
图8是表示本发明的其它实施例中的电动机控制装置的方框图。
图9是表示本发明的其它实施例中的移动平均取样的方框图。
图10是表示本发明的其它实施例中的电动机控制装置的方框图。
图11是说明本发明的其它实施例中的电动机控制装置的动作的波形图。
图12是表示本发明的其它实施例中的电动机控制装置的方框图。
图13是说明本发明的其它实施例中的电动机控制装置的动作的波形图。
图14是表示本发明的其它实施例中的电动机控制装置的方框图。
图15是表示将电动机的磁束轴作为基准的d-q坐标轴和电压、电流的关系的矢量图。
图16是表示本发明的其它实施例中的电动机控制装置的方框图。
图17是本发明的电动机装置的模式图。
具体实施例方式
下面，参照图1～图17说明关于控制本发明的交流电动机的控制装置的实施例。此外，在以下实施例中，作为交流电动机使用永久磁铁型同步电动机进行说明，但对于感应电动机和磁阻马达等其它的交流电动机也同样能实现。
(实施例1)图1是表示本发明的交流电动机控制装置的实施例1的系统构成的方框图。本实施例的控制装置由付与电动机旋转数指令ωr*的旋转数指令发生器1、运算电动机的交流施加电压并变换成脉冲幅度调制信号(PWM信号)输出的控制器2、通过该PWM信号被驱动的变换器3、将电力供给变换器3的直流电源4、作为控制对象的永久磁铁型的电动机5、以及检测直流电源4向变换器3供给的电流I0的电流检测器6组成。
控制器2由使用电动机5的极数P将旋转数指令ωr*变换成电角频率指令ω1*的变换增益7、运算控制装置内部的交流相位θdc的积分器8、对电流I0的检测值进行取样的电流取样器9、向取样的电流值Ios供给指令的Ios*发生器10、将信号相加的加法器11、运算给电动机的施加电压指令以便使被取样的电流Ios与Ios*一致的电流控制器12、根据施加电压指令计算给电动机5的交流电压的dq逆变换器13、以及根据交流电压指令生成用来驱动变换器3的选通脉冲的PWM发生器14组成。
变换器3由变换器的主电路部分31和产生给主电路的选通信号的选通驱动器32组成，将电力供给变换器3的直流电源4由交流电源41、对交流进行整流的二极管电桥42、以及抑制直流电源中所包含的脉动成分的平滑电容器43构成。
接着，使用图1说明本实施例1的动作原理。变换增益7根据来自旋转数指令发生器1的旋转数指令ωr*，运算并输出电动机5的电角频率ω1*。再使用积分器8对ω1*积分，并运算交流相位θdc。在电流取样器9中，对变换器3的直流电流I0进行取样保持，并将值取出作为I0S。I0S通过电流控制器12被控制以便与I0S发生器10输出的电流指令I0S*一致。在dq逆变换器13中，根据作为电流控制器12的输出的施加电压指令Vqc*和Vdc*计算交流电压指令vu*～vw*。此外，在本实施例中将Vdc*设定为0。dq逆变换器13的运算式变为公式1那样。
公式1vu*vv*vw*=10-1232-12-32cosθdc-sinθdcsinθdccosθdcVdc*Vqc*---(1)]]>接着，在PWM发生器14中，将交流电压指令变换成PWM信号。选通驱动器32根据该PWM信号驱动开关元件，并向电动机5施加相当于Vdc*、Vqc*的交流电压。
图2和图3是表示在PWM发生器14中根据交流电压指令生成选通脉冲的状态的波形。选通脉冲如图那样通过比较载波信号的三角形波载波和交流电压指令的大小被生成。此处，交流电压指令如图(a)那样是vu*＞vv*＞vw*，而且，是vw*＞vu*＞vv*的条件。这时的选通脉冲Gpu～GPw变成图2(b)那样。在该图中，GPu～GPw在各自的值为[1]的情况，意味着变换器的主电路部分31中的上侧的元件(Sup、Svp、Spw)开，在“0”的情况，下侧的元件(Sun、Svn、Swn)开。在图2的条件下，在电流检测器6中出现的变换器的直流电流I0变成图2(c)那样的波形。即，I0变成断续的脉冲形状的电流波形，在各自的电流波形中，瞬时出现2个相电流，在图2中，能观测到W相和U相的电流。这些能够观测的2个相电流是电压最大相的电流和电压最小相的电流。而且，在这2个相电流中，电压指令的绝对值大的一方的通电期间长。此处，电压最大相是U相，电压最小相是W相，绝对值大的相为W相。
就是说，在作为断续电流的I0的导通期间内，而且在通电期间的中间点附近，若对电流进行取样，就能检测出电压指令的绝对值是最大的相的电流。此外，在三相的本实施例中，若从变换器电流的上升沿时刻起在通电期间的33～67％的范围内，就能得到与在中间点附近相同的效果。
图3与图2的条件不同，是vu*＞vv*＞vw*，而且，是变成vu*＞vw*＞vv*的条件。在该情况下，若在I0的通电期间的中间点附近对电流取样，则能够检测出U相的电流值。
此处，如公式2那样定义交流电压指令。
公式2vu*vv*vw*=VosinθvVosin(θv-2π3)Vosin(θv+2π3)---(2)]]>在该情况下，电压指令波形变成图4(a)那样。若在I0的通电期间的中间点附近进行取样，则对应于电压相位θv，能检测的相电流如图4(b)那样每60度发生变化。作为取样后的电流波形的IOS变成该图(c)的粗线那样的波形。
由于交流电动机具有阻抗成分，所以电流相对于电压变成相位滞后。因此，成为图4(a)和(c)那样的关系。电流相位根据电动机常数和负荷条件等进行变化，但大致上能观测包含最大电流附近那样的波形。
在本实施例中，为使IOS与电流指令IOS*一致而进行电流控制。其结果是变成规定量的交流电流在电动机5中流过。通过电流充分流动，能确保起动时等的转矩。
在现有的“电流再现方式”中，在电动机起动时，三角形波载波的频率越高，选通脉冲幅度变得越窄，电流检测本身变得越困难。另外，在起动时，由于静寂时间(防止变换器的上下开关的元件短路期间)的影响和开关元件开的电压下降的影响等，没有反馈而使规定量的电流流动是困难的。但是，在本实施例中，通过在导通脉冲幅度的中间点附近对电流取样，并控制它的值，能够在起动时可靠地只使必要的电流流动。另外，电流取样的定时是简单的，不需要复杂的电流检测算法。因此，为了使用微机实现本实施例，可以将电流检测器6的输出连接到1个模拟输入端子，也可以准备1个未图示的AD变换器。
接着，说明关于对IO取样保持的定时的发生方法。
为了在IO的通电期间的中间时刻附近对电流进行取样，例如可以通过以下方法实现，即，将IO的上升沿以及下降沿作为触发器，预先计测脉冲幅度，从下次脉冲的上升沿推测脉冲的中间时刻，产生取样信号。但是，在该方法中，硬件变得复杂，而且还担心噪音等影响引起的误动作。
使用图5说明关于取样信号的发生方法。在图2以及图3所示的PWM发生方法的情况下，通电期间的中间时刻与三角形波载波的上下峰值的中间时刻一致。即，将三角形波载波的零交叉作为触发器，若产生IO的取样信号，那么就能简单地取出IOS。
另外，有时候通过PWM方式使用图6所示那样的电压指令波形。它们是被称为“2相开关方式”等的PWM调制方式，三相的其中任何1相不进行开关动作。例如，在图6中，在60度＜θv＜120度的期间，U相开关元件的上侧(图1的Sup)持续开，下侧(图1的Sum)保持关状态。通过在全部三相中将共通的电压成分(零相成分)加到原来的正弦波形的电压指令中能够实现该电压指令。
在图17中展示了该条件下的电压指令、选通脉冲、以及IO。
由图7可知，当U相电压比三角形波载波的上侧峰值大时，三角形波载波的上侧峰值时刻变成导通期间的中间时刻。因此，在该定时中，可以实施电流取样。此外，例如，在图7的0～60度期间那样负的一侧使1个相的电压指令饱和的情况下，可以在三角形波载波的下侧峰值时刻对电流取样。
(实施例2)接着，使用图8说明关于本发明的实施例2。
在实施例1中，使流经电动机的电流流动以便达到规定值，并确保驱动所需要的电流。与此相对，在实施例2中，以检测流经电动机的“有效电流”，高性能地控制电动机为目的。
图8表示控制器2A的模块构成，通过使用图8的控制器2A代替图1的控制器2，能实现实施例2。在图8中，针IOS的滤波器15、根据滤波器15的输出向电动机的电角频率指令ω1*中增加涅1的ω1补偿器16和根据ω1*决定向电动机的施加电压的电压指令运算器17是与图1的控制器2不同的部件。
在控制器2A中不进行电流控制，而使用电压指令运算器17从ω1*直接运算电压指令Vqc*。这样，作为电动机控制方式，将V/F恒定控制作为基本，但如图1的控制器那样，即使使用电流控制也没有问题。
接着，说明作为本实施例的特征部分的滤波器15以及ω1补偿器16。在图8的控制器2A中，针对IOS设置了滤波器15，并将该滤波器输出设定为有效电流Ia。以下展示在IOS中通过经由滤波器15，得到有效电流Ia的原理。
象公式3那样定义向电动机的施加电压V以及电流I。此外，将电压V设定为u相电压，将电流I设定为u相电流。
公式3V＝VOsinθv…(3)I＝IOsin(θv+δ)在公式3中，V0是电压振幅，在本实施例中与Vqc*一致，I0是电流振幅，θv是电压相位，δ是电流相位(功率因数角)。此处，公式3的I能够象公式4那样表示。
公式4 I＝IOcosδsinθv+IOsinδcosθv…(4)根据公式4，有效电流以及无效电流的大小Ia、Ir象公式5那样被表示。
公式5Ia＝IOcosδ…(5)Ir＝IOsinδ由于公式4是u相电流，因此在60度＜θv＜120度的期间，作为IOS被观测。通过滤波器15，该期间的电流被设定为被平均化的电流，并试求出公式4的该期间的平均值Im。因为是60度～120度期间的平均值，因此变成公式6Im=1π3∫π32π3Idθv=3π∫π32π3(IOcosδsinθv+IOsinδcosθv)dθv]]>=3IOπcosδ---(6)]]>即，通过使用平均值Im，有效电流成分Ia作为公式7Ia=IOcosδ=π3Im---(7)]]>能进行运算。因此，通过经由滤波器15使IOS平均化，能够检测有效电流Ia。
由于有效电流Ia直接表示电动机的负荷的大小，因此通过在控制中有效地使用，能够实现更稳定的电动机的控制装置。在图8所示的控制器2A中，根据Ia计算作为对ω1*的补偿量的涅1。ω1补偿器16进行动作，以便在对Ia实施不完全微分，并增加负荷、增加有效电流时降低电角频率，相反，在减少的情况下升高电角频率。由此，能大幅度减小负荷变动引起的瞬态振动，并能实现更稳定的交流电动机的控制装置。
此外，滤波器15有必要除去用来驱动电动机的频率的6倍的高次谐波成分。在该情况下，与其经由一次延时滤波器等，不如使用移动平均，能更容易除去脉动成分。图9是将滤波器15作为移动平均滤波器15B的情况的部件构成图。在图9中，移动平均滤波器15B由作为1个运算周期的延时元件的信号延时器151、加法器11、滤波器增益152构成。可以将取得该移动平均的期间设定为相当于电角的60度。其结果是理想地删除了包含在I0中的脉动成分，并能更正确地检测有效电流Ia。
(实施例3)
接着，使用图10以及图11说明本发明的实施例3。图10和图11是实现无效电流的检测方法和将使用它的控制具体化的例子。
图10表示控制器2C的部件构成，通过使用图10代替图1中的控制器2，能实现实施例3。在图10中，根据IOS对流到电动机的有效电流Ia和无效电流Ir的至少1个进行运算的 运算器18、产生 运算器18的运算开始中断的中断发生器19、以及向无效电流Ir付与电流指令Ir*的Ir*发生器20是与上面的实施例中的控制器2、2A不同的部分。
接着，说明本实施例的动作原理。在 运算器18中，计算流经电动机的有效电流和无效电流。在中断发生器19中，每当θv＝0度、60度、120度、180度、240度、300度时产生中断信号，并向 运算器付与触发器。
若实施图4所示的电流取样，则作为IOS被检测出的电流相位在θv的每60度发生变化。此处，如图11那样，将能观测的电流相位变化不久后的电流值设定为I1，将即将变化之前的值定义为I2。现在，假定θv是60～120度期间。在这期间，由于能够观测U相电流，所以I1和I2可以使用公式4表示为公式8I1=I(π/3)=IOcosδsinπ3+IOsinδcosπ3]]>=IOcosδ32+IOsinδ12]]>I2=I(2π/3)=IOcosδsin2π3+IOsinδcos2π3]]>=IOcosδ32-IOsinδ12---(8)]]>根据公式8，变为公式9I1+I2=3IOcosδ---(9)]]>公式10
I1-I2＝IOsinδ…(10)根据公式5，Ia、Ir变为公式11Ia=IOcosδ=I1+I23---(11)]]>公式12Ir＝IOsinδ＝I1-I2…(12)因此，若使用能检测的电流相位转换前后的电流取样值，就能观测电动机的有效电流和无效电流。另外，在正常状态下，如图11所示那样，由于I2’＝I2，因此也能够使用I1和I2’进行运算。若依据本方式，就能够不伴随运算延时而对有效电流和无效电流进行运算。
这样，若能观测有效电流和无效电流，则就能够得到电动机电流的相位信息，并能实现更高精度的电动机控制。在图10中，向无效电流Ir付与电流指令Ir*，进行控制以便使无效电流变为规定值。通过控制无效电流，能实现电动机的效率最佳运转和磁场削弱控制，并能提供更高性能的交流电动机的控制装置。
(实施例4)接着，使用图12以及图13说明本发明的实施例4。
在有关流经电动机的有效电流以及无效电流的检测方法的实施例3中，能运算的定时在60°中只有1次。因此，有可能受到噪音等的影响。
实施例4就是为了难以受到噪音的影响，而提供通过对电流取样值IOS进行积分而计算有效电流、无效电流的方法。
图12是表示控制器2D的部件构成。在图12中，根据IOS计算流经电动机的有效电流成分Ia、无效电流成分Ir的 运算器18D、产生在 运算器18D中使用的周期函数FC和FS的函数发生器21、以及向无效电流Ir付与指令电流Ir*的Ir*发生器20是与上面的实施例中的控制器2、2A、2C不同的部分。
接着，说明本实施例的动作原理。图12所示的控制器2D作为动作基本上与图10的动作相同，但Ia、Ir的求取方法大不相同。
函数发生器21产生图13所示的波形(FC(θv)、FS(θv))。函数FS是反复输出sinθv的60度～120度期间的波形的函数，函数FC是反复输出cosθv的60～120度期间的波形的函数。
在 运算器18D中进行下述所示的积分运算。
公式13Iam=2π3∫θvOθvO+π3IOs×Fsdθv---(13)]]>公式14Irm=2π3∫θvOθvO+π3IOs×Fcdθv---(14)]]>在上式中，θVO是任意的电压指令相位。
现在，说明θV是60～120度的情况的动作原理。在该期间，FS＝sinθV，FC＝cosθV，另外，IOS也能用公式4表示。若将公式13展开，将变成下述那样。
公式15Iam=2π3∫π32π3Isinθvdθv]]>=6π∫π32π3(IOcosδsin2θv+IOsinδcosθvsinθv)dθv]]>=IOcosδ(2π+332π)---(15)]]>因此，从公式15，变成
公式16Ia=IOcosδ=2π2π+33Iam---(16)]]>并根据Iam可以计算有效电流Ia。同样，若将公式4展开，那么就变成公式17Irm=2π3∫π32π3Icosθvdθv]]>=6π∫π32π3(IOcosδsinθvcosθv+IOsinδcos2θv)dθv]]>=IOsinδ(2π-332π)---(17)]]>因此，从公式15变成公式18Ir=IOsinδ=2π2π-33Irm---(18)]]>根据Irm能计算无效电流Ir。
在实施例4中，通过积分运算，在60度以内，能够运算有效电流Ia和无效电流Ir。由于积分运算所以难以受到噪音等外界因素的影响，更能够实现精度高、增加了稳定度的交流电动机的控制装置。
(实施例5)接着，使用图14以及图15说明实施例5。
在实际的电动机控制中，往往使用将电动机电流分离成电动机的磁束轴成分(d轴成分)和与它正交的成分(q轴成分)，并控制电动机电流的“矢量控制”。本实施例就是实现该矢量控制。
图14表示控制器2E的部件构成。在图14中，根据有效电流成分Ia以及无效电流成分Ir计算以电动机的磁束轴作为基准的Idc、Iqc轴的电流的ar-dq变换器22、产生d轴上的电流指令Id*的Id*发生器23、计算旋转速度指令ωr*和速度推测值ωr的差并输出q轴上的电流指令Iq*的速度控制器24、计算电动机的d轴位置(相位)和控制上的相位(θdc)的轴误差蔫的轴误差推测器25、修正旋转速度以便使轴误差蔫变为0的PLL控制器26是与上面的实施例中的控制器2、2A、2C、2D不同的部分。另外，具备电流控制器12以便使Idc以及Iqc分别与Id*、Iq*一致。
接着，说明本实施例的动作。
根据在 运算器18D中得到的Ia和Ir，在ar-dq变换器22中计算Idc、Iqc。此处，根据公式19求出Idc、Iqc。
公式19Idc＝-Iasin+IrcosIqc＝Iacos+Irsin …(19)此外，公式19中的Ψ是电压相位和q轴的相位差角，并能求出公式20
图15表示电动机的电压和电流的相位关系。
Idc、Iqc是分别相当于电动机的励磁电流、转矩电流的成分，并通过电流控制器12进行控制以便与各自的指令值Id*、Iq*一致。
另外，在轴误差运算器25中，推测计算在控制上假定的d轴相位(θdc)和实际的电动机内的d轴相位的误差角蔫。通过使用电压指令和电流检测值能计算蔫。在PLL控制器26中输出电动机速度ωr以便使轴误差蔫变为0。在正常状态下，能够使蔫变成零，不直接检测磁极轴，而使电动机的dq轴和控制上的轴一致。另外，ωr也是电动机的旋转速度推测值，为使之与旋转速度指令ωr*的偏差变为零，在速度控制器24中计算转矩电流指令Iq*。Iq*经由电流控制12控制使得与Iqc比较使两者一致。另外，对于d轴电流，也进行电流控制以便使Idc变为规定值。在非凸极型的磁铁马达中，通常Id*＝0。
象以上那样，若依据本实施例，则能够个别控制电动机的转矩电流和励磁电流，并能实现矢量控制。
(实施例6)接着，使用图16说明关于本发明的实施例6。
在本实施例中，在中高速以上提供能高速应答的控制装置。
图16表示控制器2F的部件构成。在图16中，在三角形波载波的半周期内追加2个用于对I0进行2处取样的电流取样器9，在相电流再现器27中，再现电动机的三相电流。关于该相电流再现方法可以使用特开平2-197295号中记载的现有技术。在dq变换器28中对三相电流进行坐标变换，并通过开关29转换Idc、Iqc的运算值。
在用变换器驱动电动机的情况下，速度越低以及载波频率越高，则变换器的选通脉冲信号越窄，相电流再现器27的动作变得越困难。但是，在这样的条件的情况下，分别将2个开关切换到上侧，并切换到根据 运算的电流检测。相反，在脉冲幅度充分宽的情况下，进行电流再现器27的电动机电流的检测，实现高速应答的电流控制。
象以上那样，若依据本实施例，通过根据条件切换电流检测方式，能实现更高性能的电动机的控制装置。
(实施例7)图17是本发明的交流电动机控制装置的模式图。图中所示的部件号码1～3、5、6、41、42、43与图1中的相同号码的部件相同。
在本实施例中，其特征是将控制器2、变换器3、电流检测器6、二极管电桥42一体化、模块化。在模块中设置了来自旋转数指令发生器1的旋转数指令信号、电源41的输入端子、平滑电容器43的连接端子、以及交流电动机5的连接端子，其它的部件全部收容在模块内。此外在本实施例中，旋转数指令发生器1使用微机。在模块内，收容了由使用了微机的控制器2和开关装置构成的变换器3、由并联电阻组成的电流检测器6以及二极管电桥42。
依据上面说明的实施例，由于能够用廉价的微机实现位置传感器无电流传感器的交流电动机的高性能控制装置，因此能够实现这样的控制装置的模块化。
其结果是能象1个部件那样使用功率模块，并容易组装，同时能使整个装置小型化。
依据本发明，不使用检测交流电动机的转子位置的位置传感器和检测电流的电流传感器，而用简单的控制构成以及高载波频率能够实现高性能的交流电动机的控制装置。
权利要求
1.一种交流电动机的控制装置，它具备交流电动机；使用正弦波形状的连续的电流，生成驱动所述交流电动机的驱动信号的变换器；生成脉冲幅度调制信号，并通过所述脉冲幅度调制信号控制所述变换器的控制器；向所述变换器供给电力的电源；以及检测从所述电源供给变换器的变换器电流的电流检测装置，其特征在于设置了在所述变换器电流的通电期间内对通过所述电流检测装置检测出的变换器电流进行取样的取样装置。
2.如权利要求1记载的交流电动机的控制装置，其特征在于设置了从变换器电流的上升沿到通电期间的33％～67％的时间内进行取样的所述取样装置。
3.如权利要求2记载的交流电动机的控制装置，其特征在于设置了平均化处理从所述取样装置输出的取样值的平均化处理装置。
4.一种交流电动机的控制方法，基于权利要求3记载的控制装置进行的，其特征在于在所述平均化处理中，使用了所述驱动信号的驱动周期的1/6周期的移动平均。
5.一种交流电动机的控制方法，基于权利要求2记载的控制装置进行的，其特征在于在所述控制装置中，设置了计算所述交流电动机的有效电流和无效电流中的至少1个的运算装置，使用从所述取样装置输出的取样值，在每个所述驱动信号的驱动周期的每个1/6周期内进行所述运算。
6.一种交流电动机的控制装置，基于权利要求2记载的控制装置进行的，其特征在于在所述控制装置中，设置了产生依存于所述驱动信号的频率的周期函数的发生器以及计算所述交流电动机的有效电流和无效电流中的至少1个的运算装置，并使用所述周期函数和从所述取样装置输出的取样值进行所述运算。
7.如权利要求5记载的交流电动机的控制方法，其特征在于使用有效电流和无效电流值计算将所述交流电动机的磁通轴作为基准的励磁电流成分和与所述磁通轴正交的转矩电流成分，并使用所述励磁电流成分和所述转矩电流成分中的至少1个进行所述交流电动机的控制。
8.如权利要求2记载的交流电动机的控制装置，其特征在于设置了多个所述取样装置、使用从所述多个取样装置输出的取样值使所述交流电动机的相电流再现的相电流再现装置。
9.如权利要求2记载的交流电动机的控制装置，其特征在于将所述变换器、所述控制器、所述电流检测装置模块化。
10.一种交流电动机的控制方法，是基于控制装置的交流电动机的控制方法，该控制装置具备交流电动机；使用正弦波形状的连续的电流驱动所述交流电动机的变换器；根据所述交流电动机的3相指令电压和所述交流电动机的载波信号，生成脉冲幅度调制信号，并控制所述变换器的控制器；向所述变换器供给电力的电源；以及检测从所述电源供给变换器的变换器电流的电流检测装置，其特征在于设置了对所述变换器电流进行取样的取样装置，将所述载波信号的正峰值和负峰值的中间时刻设定为触发器，所述取样装置使用所述触发器对所述变换器电流值进行取样。
11.一种交流电动机的控制方法，是基于控制装置的交流电动机的控制方法，该控制装置具备交流电动机；使用正弦波形状的连续的电流驱动所述交流电动机的变换器；根据所述交流电动机的3相指令电压和所述交流电动机的载波信号，生成脉冲幅度调制信号，并控制所述变换器的控制器；向所述变换器供给电力的电源；以及检测从所述电源供给变换器的变换器电流的电流检测装置，其特征在于设置了对所述变换器电流进行取样的取样装置，比较所述3相指令电压和所述载波信号的正负峰值，根据比较结果选择所述载波信号的正峰值或负峰值，将所述选择的正峰值或负峰值的时间设定为触发器，所述取样装置使用所述触发器对所述变换器电流值进行取样。
全文摘要
本发明提供一种在不具备直接检测交流电动机的转子位置、旋转速度、以及电动机的相电流的驱动装置中，即使在高载波频率下也能够实现高性能的可变速驱动的电动机的控制装置。在检测来自驱动电动机的变换器的直流电源的电流时，针对该断续的以脉冲状流动的电流，对在各导通期间的中间时刻附近的值进行取样，并根据该取样值控制向电动机的施加电压或频率。
文档编号H02P21/00GK1533021SQ20041000686
公开日2004年9月29日 申请日期2004年2月20日 优先权日2003年3月19日
发明者岩路善尚, 远藤常博, 坂本洁, 大久保智文, 博, 智文 申请人:日立空调系统株式会社, 株式会社日立产机系统, 日立家用电器公司