交流电动机的控制装置及电动车辆的制作方法

专利名称：交流电动机的控制装置及电动车辆的制作方法
技术领域：
本发明涉及交流电动机的控制装置及车辆，尤其是涉及基于调制率而对交流电动机的控制模式进行切换的交流电动机的控制装置、以及搭载有该控制装置和交流电动机的电动车辆。
背景技术：
为了使用直流电源对交流电动机进行驱动控制，而采用一种使用了逆变器的驱动方法。逆变器通过驱动电路进行开关控制。作为逆变器的控制，例如有PWM(Pulse Width Modulation 脉冲宽度调制)控制及矩形波电压控制(也称为矩形波控制)等。例如日本特开2007-306699号公报(专利文献1)公开有一种能够对PWM控制和矩形波控制进行切换的电动机驱动系统。该电动机驱动系统具备以下说明的执行控制的控制电路。控制电路在切换成矩形波控制前的d轴电流小于指令值时，对控制电压向量的相位进行校正，以使其接近d轴电流所对应的指令值。控制电路基于该校正后的控制电压向量的相位而执行矩形波控制。控制电路当调制率大于规定值时，将逆变器的控制模式从PWM 控制切换成矩形波控制。另一方面，控制电路在调制率为该规定值以下且达到q轴电流所对应的指令值时，将逆变器的控制模式从矩形波控制切换成PWM控制。专利文献1 日本特开2007-306699号公报根据日本特开2007-30669号公报(专利文献1)，与是否需要从PWM控制向矩形波控制的切换仅基于调制率进行判定的情况相对，是否需要从矩形波控制向PWM控制的切换基于调制率和q轴电流进行判定。因此，用于判定是否需要控制模式的切换的处理有可能变得复杂化。

发明内容
本发明的目的在于提供一种能够避免是否需要进行逆变器的控制的切换的判定复杂化的交流电动机的控制装置及搭载有该控制装置和交流电动机的电动车辆。本发明概括来说是交流电动机的控制装置。附加给交流电动机的附加电压由将直流电压转换成附加电压的逆变器控制。控制装置具备电流检测器、脉冲宽度调制控制部、矩形波电压控制部、电压偏差运算部、调制率运算部、及模式切换判定部。电流检测器对在逆变器与交流电动机之间流动的电动机电流进行检测。脉冲宽度调制控制部基于由电流检测器检测出的电动机电流和与交流电动机的动作指令相对应的电流指令之间的电流偏差，生成用于使交流电动机按照动作指令进行动作的交流电压指令。脉冲宽度调制控制部通过基于交流电压指令与载波的比较的脉冲宽度调制控制来产生逆变器的控制指令。矩形波电压控制部通过矩形波电压控制来产生逆变器的控制指令，该矩形波电压控制是如下所述的控制基于由电流检测器检测出的电动机电流和交流电动机的动作指令，对附加电压进行控制以使附加电压成为具有与动作指令相对应的相位的矩形波电压。电压偏差运算部通过执行将电流偏差代入交流电动机的电压方程式的运算，而运算第一电压指令与第二电压指令之间的电压偏差，该第一电压指令与执行矩形波电压控制时的交流电压指令相对应，该第二电压指令与执行脉冲宽度调制控制时的交流电压指令相对应。调制率运算部基于第一电压指令及电压偏差而运算表示调制率的第一控制值，该调制率被定义为附加电压的有效值相对于直流电压的值之比。模式切换判定部在矩形波电压控制部执行矩形波电压控制时， 基于第一控制值判定是否需要进行交流电动机的控制模式从矩形波电压控制向脉冲宽度调制控制的切换。优选，电流偏差包含d轴电流偏差及q轴电流偏差。电压偏差运算部通过执行将d 轴电流偏差及q轴电流偏差代入电压方程式的运算，来运算包含d轴电压偏差及q轴电压偏差的电压偏差。调制率运算部通过从表示与第一电压指令对应的电压向量的大小的第一值减去表示d轴电压偏差及q轴电压偏差的合成向量的大小的校正值，来运算表示与第二电压指令对应的电压向量的大小的第二值。调制率运算部基于第二值相对于第一值的比率及执行矩形波电压控制时的调制率的值运算第一控制值。优选，调制率运算部基于第二电压指令及直流电压的值，运算表示脉冲宽度调制控制部执行脉冲宽度调制控制时的调制率的第二控制值。模式切换判定部基于第二控制值而判定是否需要进行控制模式从脉冲宽度调制控制向矩形波电压控制的切换。优选，模式切换判定部在第一控制值小于第一基准值时，判定为需要进行从矩形波电压控制向脉冲宽度调制控制的切换。模式切换判定部在第二控制值大于第二基准值时，判定为需要进行从脉冲宽度调制控制向矩形波电压控制的切换。第一基准值小于第二基准值。优选，脉冲宽度调制控制部以使电流偏差接近0的方式生成第二电压指令。优选，脉冲宽度调制控制部包含第一控制部和第二控制部。第一控制部按照正弦波脉冲宽度调制方式，根据电流偏差产生控制指令。第二控制部按照过调制脉冲宽度调制方式，根据电流偏差产生控制指令，该过调制脉冲宽度调制方式用于输出与正弦波脉冲宽度调制方式相比基波成分较大的附加电压。根据本发明的另一方面，一种电动车辆，具备交流电动机、逆变器、及控制装置。逆变器将直流电压转换成向交流电动机附加的附加电压，并对附加电压进行控制。控制装置控制逆变器。控制装置包含电流检测器、脉冲宽度调制控制部、矩形波电压控制部、电压偏差运算部、调制率运算部、及模式切换判定部。电流检测器对在逆变器与交流电动机之间流动的电动机电流进行检测。脉冲宽度调制控制部基于由电流检测器检测出的电动机电流和与交流电动机的动作指令相对应的电流指令之间的电流偏差，生成用于使交流电动机按照动作指令进行动作的交流电压指令。脉冲宽度调制控制部通过基于交流电压指令与载波的比较的脉冲宽度调制控制来产生逆变器的控制指令。矩形波电压控制部通过矩形波电压控制来产生逆变器的控制指令，该矩形波电压控制是如下所述的控制基于由电流检测器检测出的电动机电流和交流电动机的动作指令，对附加电压进行控制以使附加电压成为具有与动作指令相对应的相位的矩形波电压。电压偏差运算部通过执行将电流偏差代入交流电动机的电压方程式的运算，而运算第一电压指令与第二电压指令之间的电压偏差，该第一电压指令与执行矩形波电压控制时的交流电压指令相对应，该第二电压指令与执行脉冲宽度调制控制时的交流电压指令相对应。调制率运算部基于第一电压指令及电压偏差而运算表示调制率的第一控制值，该调制率被定义为附加电压的有效值相对于直流电压的值之比。模式切换判定部在矩形波电压控制部执行矩形波电压控制时，基于第一控制值判定是否需要进行交流电动机的控制模式从矩形波电压控制向脉冲宽度调制控制的切换。优选，电流偏差包含d轴电流偏差及q轴电流偏差。电压偏差运算部通过执行将d 轴电流偏差及q轴电流偏差代入电压方程式的运算，来运算包含d轴电压偏差及q轴电压偏差的电压偏差。调制率运算部通过从表示与第一电压指令对应的电压向量的大小的第一值减去表示d轴电压偏差及q轴电压偏差的合成向量的大小的校正值，来运算表示与第二电压指令对应的电压向量的大小的第二值。调制率运算部基于第二值相对于第一值的比率及执行矩形波电压控制时的调制率的值运算第一控制值。优选，调制率运算部基于第二电压指令及直流电压的值，运算表示脉冲宽度调制控制部执行脉冲宽度调制控制时的调制率的第二控制值。模式切换判定部基于第二控制值而判定是否需要进行控制模式从脉冲宽度调制控制向矩形波电压控制的切换。优选，模式切换判定部在第一控制值小于第一基准值时，判定为需要进行从矩形波电压控制向脉冲宽度调制控制的切换。模式切换判定部在第二控制值大于第二基准值时，判定为需要进行从脉冲宽度调制控制向矩形波电压控制的切换。第一基准值小于第二基准值。优选，脉冲宽度调制控制部以使电流偏差接近0的方式生成第二电压指令。优选，脉冲宽度调制控制部具有第一控制部和第二控制部。第一控制部按照正弦波脉冲宽度调制方式，根据电流偏差产生控制指令。第二控制部按照过调制脉冲宽度调制方式，根据电流偏差产生控制指令，该过调制脉冲宽度调制方式用于输出与正弦波脉冲宽度调制方式相比基波成分较大的附加电压。发明效果根据本发明，能够避免是否需要进行逆变器的控制的切换的判定变得复杂化的情况。


图1是适用了本发明的实施方式的交流电动机的控制装置的电动机驱动控制系统的整体结构图。图2是概略性地说明本发明的实施方式的电动机驱动控制系统100具有的交流电动机Ml的控制模式的图。图3是表示交流电动机Ml的动作状态与各控制模式的对应关系的图。图4是表示图1所示的控制装置30的控制结构的功能框图。图5是表示图4的正弦波PWM控制部200的结构的功能框图。图6是说明图4的PWM调制部沈0的动作的波形图。图7是表示过调制PWM控制部201的结构的功能框图。图8是表示矩形波电压控制部400的结构的功能框图。图9是说明电压指令向量的图。图10是说明控制模式从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的交流电压指令的变化的图。图11是说明控制模式从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的电流指令及电动机电流值的图。
图12是说明控制模式的切换判定处理的一例的流程图。
图13是说明本实施方式的控制模式的切换判定处理的流程图。
图14是表示适用图1所示的电动机驱动控制系统的电动车辆的
标号说明
5地线
6、7电力线
10#直流电压发生部
10、13电压传感器
11>24电流传感器
12转换器
14逆变器
15U相臂
16V相臂
17W相臂
25旋转角传感器
30控制装置
100电动机驱动控制系统
110第一 MG
120第二 MG
130动力分割机构
140减速机
150发动机
160驱动轮
170逆变器单元
200正弦波PWM控制部
201过调制PWM控制部
210电流指令生成部
220-.250坐标转换部
230电流滤波器
240电压指令生成部
260PWM调制部
262载波
264交流电压指令
270电压振幅校正部
280PWM控制部
320电压偏差运算部
340调制率运算部
360模式切换判定部
-例的框图。
380模式选择部400矩形波电压控制部410电力运算部420转矩运算部430 PI 运算部440矩形波发生器450信号发生部1000混合动力车辆Al低转速区域A2中转速区域A3高转速区域B直流电源B1、B2 曲线CO、Cl平滑电容器Dl D8反并联二极管Ll电抗器Ml交流电动机P1、P2 点Ql Q8电力用半导体开关元件Sl S8开关控制信号SRU SR2系统继电器VU V2电压指令向量
具体实施例方式以下，参照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。需要说明的是，对以下图中的相同或相当部分标注相同标号而不重复其说明。(电动机控制的整体结构)图1是适用了本发明的实施方式的交流电动机的控制装置的电动机驱动控制系统的整体结构图。参照图1，电动机驱动控制系统100具备直流电压发生部10#、平滑电容器CO、逆变器14、交流电动机Ml、电流传感器M、及控制装置30。本发明的实施方式的交流电动机的控制装置至少包括电流传感器M和控制装置30。交流电动机Ml例如是用于产生转矩的驱动用电动机，该转矩用于驱动电动车辆的驱动轮。需要说明的是，“电动车辆”是指混合动力车、电动车或燃料电池车等利用电能产生车辆驱动力的车。交流电动机Ml也可以构成为具有通过发动机进行驱动的发电机的功能。而且，交流电动机Ml也可以构成为同时具有电动机及发电机的功能。此外，交流电动机Ml也可以作为使发动机动作(例如，使发动机起动)的电动机而搭载于混合动力车。即，在本实施方式中，“交流电动机”包括交流驱动的电动机、发电机及电动发电机。
直流电压发生部10#包含直流电源B、系统继电器SRI、SR2、平滑电容器Cl、及转换器12。直流电源B代表性地由镍氢或锂离子等二次电池或双电层电容器等蓄电装置构成。直流电源B输出的直流电压Vb及向直流电源B输入输出的直流电流Λ分别由电压传感器10及电流传感器11检测。系统继电器SRl连接在直流电源B的正极端子及电力线6之间。系统继电器SR2 连接在直流电源B的负极端子及地线5之间。系统继电器SRI、SR2根据来自控制装置30 的信号SE而接通/断开。转换器12包含电抗器Li、电力用半导体开关元件Q1、Q2、及反并联二极管D1、D2。 电力用半导体开关元件Ql及Q2串联连接在电力线7及地线5之间。电力用半导体开关元件Ql的接通及断开根据来自控制装置30的开关控制信号Sl来控制。电力用半导体开关元件Q2的接通及断开根据来自控制装置30的开关控制信号S2来控制。在本发明的实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下，简称为“开关元件”)，可以使用例如IGBTdnsulated Gate Bipolar Transistor 绝缘栅双极型晶体管)、 或电力用M0S(Metal Oxide Semiconductor 金属氧化物半导体)晶体管、或电力用双极晶体管等。相对于开关元件Q1、Q2分别配置反并联二极管D1、D2。电抗器Ll连接在开关元件Ql及Q2的连接节点与电力线6之间。而且，平滑电容器CO连接在电力线7及地线5之间。逆变器14包含并联设置在电力线7及地线5之间的U相臂15、V相臂16、及W相臂17。各臂由串联连接在电力线7及地线5之间的两个开关元件构成。例如，U相臂15由开关元件Q3、Q4构成，V相臂16由开关元件Q5、Q6构成，W相臂17由开关元件Q7、Q8构成。此外，相对于开关元件Q3 Q8分别连接有反并联二极管D3 D8。开关元件Q3 Q8 的接通及断开通过来自控制装置30的开关控制信号S3 S8进行控制。代表性地，交流电动机Ml是三相永久磁铁型同步电动机，具有U相线圈、V相线圈及W相线圈的一端共同连接在中性点的结构。各相线圈的另一端连接在对应的臂中所包含的两个开关元件的连接节点上。转换器12构成为能够进行升压动作及降压动作。转换器12在升压动作时，通过使从直流电源B供给的直流电压Vb升压，而将直流电压VH向逆变器14供给。具体而言， 对来自控制装置30的开关控制信号Si、S2进行响应，而将开关元件Ql的接通期间及开关元件Q2的接通期间(或开关元件Ql、Q2这双方断开的期间)交替设置。升压比与这些接通期间的比相对应。或者若将开关元件Ql及Q2分别固定成接通及断开，则可以使VH与Vb 相等(升压比为1.0)。需要说明的是，以下，将与向逆变器14的输入电压相当的直流电压 VH称为“系统电压”。转换器12在降压动作时，对从逆变器14经由平滑电容器CO供给的直流电压 VH(系统电压)进行降压，对直流电源B进行充电。具体而言，对来自控制装置30的开关控制信号S1、S2进行响应，将仅开关元件Ql接通的期间和开关元件Q1、Q2这双方断开的期间 (或开关元件Q2的接通期间)交替设置。降压比与上述接通期间的占空比对应。平滑电容器CO对来自转换器12的直流电压进行平滑化，将该平滑化后的直流电压向逆变器14供给。电压传感器13对平滑电容器CO的两端的电压进行检测，即对系统电
10压VH进行检测，而将该检测值向控制装置30输出。当交流电动机Ml的转矩指令值为正(Trqcom > 0)时，逆变器14将从平滑电容器 CO供给的直流电压VH转换成交流电压。逆变器14通过将该交流电压附加给交流电动机 M1，而驱动交流电动机Ml以输出正的转矩。当交流电动机Ml的转矩指令值为0时(TrqCOm = 0)，逆变器14将从平滑电容器 CO供给的直流电压VH转换为交流电压。逆变器14通过将该交流电压附加给交流电动机 M1，而驱动交流电动机Ml以使转矩成为0。开关元件Q3 Q8对来自控制装置30的开关控制信号S3 S8进行响应而执行开关动作。由此，将用于从交流电动机Ml输出由转矩指令值Trqcom所指定的正(或0)的转矩的交流电压附加给交流电动机。此外，在搭载有电动机驱动控制系统100的电动车辆的再生制动时，将交流电动机Ml的转矩指令值Trqcom设定为负(Trqcom < 0)。这种情况下，逆变器14将交流电动机 Ml利用与开关控制信号S3 S8响应的开关动作而进行发电所产生的交流电压转换成直流电压。逆变器14将该转换后的直流电压(系统电压)经由平滑电容器CO向转换器12供给。需要说明的是，在此所说的再生制动包含由驾驶电动车辆的驾驶员操作制动踏板而执行的伴随再生发电的制动、虽然未操作制动踏板但通过在行驶中断开加速踏板而进行再生发电并使车辆减速(或加速的中止)的情况。电流传感器M对在逆变器14与交流电动机Ml之间流动的电动机电流进行检测， 并将该检测到的电动机电流向控制装置30输出。三相电流iu、iv、iw的瞬时值之和为0。 由此，如图1所示，电流传感器对只要配置成检测两相量的电动机电流(例如，V相电流iv 及W相电流iw)即可。旋转角传感器25对交流电动机Ml的转子旋转角θ进行检测，并将该检测到的旋转角θ向控制装置30送出。旋转角传感器25例如由旋转变压器构成。控制装置30能够基于检测到的旋转角θ而算出交流电动机Ml的转速(旋转速度)及角速度ω (rad/s) 0 需要说明的是，控制装置30根据电动机电压或电动机电流来直接运算旋转角θ，因此也可以省略旋转角传感器25的配置。控制装置30由电子控制单元(EOT)构成，通过利用未图示的CPU(Central Processing Unit)执行预先存储的程序的软件处理及/或专用的电子电路的硬件处理，而控制电动机驱动控制系统100的动作。作为代表性的功能，控制装置30对转换器12及逆变器14进行控制，以利用后述的控制方式使交流电动机Ml输出与转矩指令值Trqcom相应的转矩。S卩，控制装置30生成用于如上所述控制转换器12及逆变器14的开关控制信号Sl S8而向转换器12及逆变器14输出。控制装置30为了生成开关控制信号Sl S8，接受转矩指令值Trqcom、利用电压传感器10检测到的直流电压Vb、利用电流传感器11检测到的直流电流lb、利用电压传感器13检测到的系统电压VH及利用电流传感器M检测到的电动机电流iv、iw、利用旋转角传感器25检测到的旋转角θ等。在转换器12的升压动作时，控制装置30以使系统电压VH与电压指令值一致的方式生成开关控制信号Si、S2。这种情况下，控制装置30执行基于电压传感器13的检测值的反馈控制。
控制装置30在从外部E⑶(未图示)接受到表示电动车辆进入到再生制动模式的情况的信号RGE时，以将由交流电动机Ml产生的交流电压转换成直流电压的方式生成开关控制信号S3 S8并向逆变器14输出。由此，逆变器14将由交流电动机Ml产生的交流电压转换成直流电压并向转换器12供给。此外，控制装置30以对从逆变器14供给的直流电压进行降压的方式生成开关控制信号S1、S2并向转换器12输出。转换器12根据开关控制信号Si、S2对来自逆变器14的直流电压进行降压。由此，将由交流电动机Ml生成的电力向直流电源B供给。(控制模式的说明)图2是简要说明本发明的实施方式的电动机驱动控制系统100具有的交流电动机 Ml的控制模式的图。参照图2，电动机驱动控制系统100为了交流电动机Ml的控制(由逆变器14进行的电力转换)而具有三个控制模式(方式)。三个控制模式是正弦波PWM控制、过调制PWM 控制及矩形波电压控制。正弦波PWM控制作为一般性的PWM控制被使用，根据正弦波状的电压指令与载波 (代表性的是三角波)的电压比较而对各相中含有的上臂元件及下臂元件进行接通断开控制。其结果是，关于与上臂元件的接通期间相对应的高电平期间和与下臂元件的接通期间相对应的低电平期间的集合，在一定期间内控制占空比以使其基波成分成为正弦波。众所周知，在正弦波PWM控制中，正弦波状的电压指令的振幅被限制在载波振幅以下的范围。由此，仅能将向交流电动机Ml的附加电压(以下，仅为“电动机附加电压”)的基波成分提高到逆变器的直流链路电压的约0. 61倍左右。需要说明的是，在本说明书中，将电动机附加电压(线间电压)的基波成分(有效值)相对于逆变器14的直流链路电压(即，系统电压VH)之比称为“调制率”。在正弦波PWM控制中，由于正弦波的电压指令的振幅为载波振幅以下的范围，因此附加给交流电动机Ml的线间电压成为正弦波。而且，提出有使3η次高次谐波成分(η为自然数，代表性的是η = 1的3次高次谐波)与载波振幅以下的范围的正弦波成分重叠而生成电压指令的控制方式。在该控制方式中，通过高次谐波成分，虽然电压指令在比载波振幅高的期间产生，但与各相重叠的3η次高次谐波成分在线间被消除。由此，能够将线间电压的波形维持成正弦波。在本实施方式中，该控制方式也包含在正弦波PWM控制中。在矩形波电压控制中，与矩形波的1个脉冲相对应的电压被附加给交流电动机。 在该矩形波中，上述一定期间内的高电平期间及低电平期间之比成为1 1。由此，调制率升高至0. 78。过调制PWM控制在电压指令(正弦波成分)的振幅大于载波振幅的范围内，进行与上述正弦波PWM控制同样的PWM控制。尤其是通过使电压指令从原来的正弦波波形变形 (振幅校正)而能够提高基波成分，因此能够将调制率从正弦波PWM控制模式下的最高调制率(上述的约0.61)提高至0.78的范围。在过调制PWM控制中，由于电压指令(正弦波成分)的振幅大于载波振幅，因此附加给交流电动机Ml的线间电压成为正弦波变形后的电压。在交流电动机Ml中，当转速或输出转矩增加时，感应电压升高，因此必要的驱动电压(电动机必要电压)升高。基于转换器12的升压电压即系统电压VH需要设定成高于该电动机必要电压。另一方面，在基于转换器12的升压电压即系统电压VH中存在界限值 (VH最大电压)。因此，根据交流电动机Ml的动作状态，选择性地适用正弦波PWM控制、过调制PWM 控制及矩形波电压控制模式中的任一种。需要说明的是，以下，将正弦波PWM控制及过调制 PWM控制总括性地称为“PWM控制模式”。在正弦波PWM控制或过调制PWM控制中，根据电动机电流的反馈而控制电动机附加电压(交流)的振幅及相位。由此执行转矩控制。对应于此，在矩形波电压控制中，电动机附加电压的振幅被固定。因此，在矩形波电压控制中，基于转矩实际值与转矩指令值的偏差而控制矩形波电压脉冲的相位，从而执行转矩控制。图3中示出交流电动机Ml的动作状态与上述的控制模式的对应关系。参照图3，概括来说，在低转速区域Al中为了减小转矩变动而适用正弦波PWM控制，在中转速区域A2中适用过调制P丽控制，在高转速区域A3中适用矩形波电压控制。尤其是通过适用过调制PWM控制及矩形波电压控制，而实现交流电动机Ml的输出提高。(控制装置的结构)图4是表示图1所示的控制装置30的控制结构的功能框图。包含图4在内，在以下说明的框图所记载的用于电动机控制的各功能块通过基于控制装置30的硬件或软件的处理来实现。参照图4，控制装置30包含PWM控制部280、矩形波电压控制部400、电压偏差运算部320、调制率运算部340、模式切换判定部360、及模式选择部380。PWM控制部280包含正弦波PWM控制部200和过调制PWM控制部201。正弦波PWM控制部200接受转矩指令值Trqcom、利用电流传感器M检测到的电动机电流iv及iw、利用旋转角传感器25检测到的旋转角θ，以使交流电动机Ml输出与转矩指令值Trqcom相应的转矩的方式生成逆变器14的开关控制信号S3 S8。具体而言，正弦波PWM控制部200基于转矩指令值Trqcom、电动机电流iv及iw、旋转角θ，而运算转矩指令值Trqcom所对应的电流指令值与检测到的电动机电流的偏差即电流偏差Δ Id、Δ Iq0 正弦波PWM控制部200基于该电流偏差Aid、Δ Iq，而运算电动机附加电压的指令值即电压指令值Vd#、Vq#。正弦波PWM控制部200基于电压指令值Vd#、Vq#，而生成开关控制信号 S3 S8。需要说明的是，正弦波PWM控制部200将电流偏差Δ Id、Δ Iq向电压偏差运算部 320输出，并将电压指令值Vd#、Vq#向调制率运算部340输出。过调制PWM控制部201接受转矩指令值Trqcom、利用电流传感器M检测到的电动机电流iv及iw、利用旋转角传感器25检测到的旋转角θ，而生成用于驱动逆变器14的开关控制信号S3 S8。过调制PWM控制部201通过执行与基于正弦波PWM控制部200的运算同样的运算，而运算电流偏差Δ Id、Δ Iq及电压指令值Vd#、Vq#，并生成开关控制信号 S3 S8。过调制PWM控制部201将电流偏差Δ Id、Δ Iq向电压偏差运算部320输出，并将电压指令值Vd#、Vq#向调制率运算部340输出。矩形波电压控制部400接受转矩指令值Trqcom、利用电流传感器M检测到的电动机电流iv及iw、利用旋转角传感器25检测到的旋转角θ。矩形波电压控制部400基于检测到的各相的电动机电流和向交流电动机Ml的各相的附加电压而运算转矩推定值。矩形波电压控制部400根据该转矩推定值与转矩指令值Trqcom之间的偏差而设定附加给逆变器14的电压相位，并基于该电压相位而生成开关控制信号S3 S8。电压偏差运算部320基于从PWM控制部280 (正弦波PWM控制部200或过调制PWM 控制部201)接受的电流偏差Aid、Δ Iq，而运算电压偏差AVd、AVq。电压偏差AVcUAVq 表示矩形波电压控制执行时电压指令相对于与某转矩指令值Trqcom对应的电压指令(PWM 控制的执行时的电压指令)的偏差。调制率运算部340在PWM控制的执行时，基于通过PWM控制部200运算出的电压指令值Vd#、Vq#、及利用电压传感器13检测到的直流电压VH，而运算调制率MD。调制率运算部340在矩形波电压控制时，基于通过电压偏差运算部320运算出的电压偏差AVd、AVq， 而运算调制率MD。模式切换判定部360基于通过调制率运算部340运算出的调制率MD，来判定是否需要进行将控制模式从矩形波电压控制向PWM控制的切换、以及是否需要进行从PWM控制向矩形波电压控制的切换。此外，模式切换判定部360基于通过调制率运算部340运算出的调制率MD，来判定是否需要进行从正弦波PWM控制向过调制PWM控制部的切换，并判定是否需要进行从过调制PWM控制部向正弦波PWM控制的切换。模式选择部380基于由模式切换判定部360产生的判定结果，而在PWM控制模式与矩形波电压控制模式之间切换交流电动机Ml的控制模式。此外，当交流电动机Ml的控制模式为PWM控制模式时，模式选择部380基于由模式切换判定部360所产生的判定结果， 而在正弦波PWM控制与过调制PWM控制部之间切换控制模式。接下来，对图4所示的各功能块进行更详细的说明。图5是表示图4的正弦波PWM 控制部200的结构的功能框图。参照图5，正弦波PWM控制部200包含电流指令生成部210、坐标转换部220、250、 电压指令生成部对0、及PWM调制部沈0。电流指令生成部210根据预先制成的表等，而生成与交流电动机Ml的转矩指令值 Trqcom相应的d轴电流指令值Idcom及q轴电流指令值Iqcom。坐标转换部220通过使用了由旋转角传感器25检测出的交流电动机Ml的旋转角 θ的坐标转换(从三相向二相的转换)，基于由电流传感器对检测到的V相电流iv及W 相电流iw，而算出d轴电流Id及q轴电流Iq。d轴电流指令值与d轴电流Id的偏差Δ Id (Aid = Idcom-Id)及q轴电流指令值与q轴电流Iq的偏差Δ Iq (AIq= Iqcom-Iq)被输入给电压指令生成部M0。电压指令生成部240通过相对于d轴电流偏差Δ Id及q轴电流偏差Δ Iq分别进行基于规定增益的PI (比例积分)运算，而求出控制偏差。电压指令生成部240生成与该控制偏差相应的 d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#。坐标转换部250通过使用了交流电动机Ml的旋转角θ的坐标转换(从二相向三相的转换)，而将d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#转换成U相电压指令Vu、V相电压指令Vv及W相电压指令Vw。如图6所示，PWM调制部260基于载波沈2与交流电压指令沈4(总括性地表示 Vu.Vv.Vw的指令)的比较，通过对逆变器14的各相的上下臂元件进行接通断开控制，而在交流电动机Ml的各相生成模拟正弦波电压。载波沈2由规定频率的三角波或锯齿波构成。 需要说明的是，如上所述，也可以相对于正弦波的交流电压指令使3η次高次谐波重叠。
在用于逆变器控制的脉冲宽度调制中，载波262的振幅相当于逆变器14的输入直流电压(系统电压VH)。但是，关于进行了脉冲宽度调制的交流电压指令沈4的振幅，若转换成将原来的电压指令Vu、Vv, Vw的振幅除以系统电压VH后的振幅，则能够将PWM调制部 260中使用的载波沈2的振幅固定。再次参照图5，逆变器14按照由PWM控制部200生成的开关控制信号S3 S8进行开关控制，从而对交流电动机Ml附加用于输出与转矩指令值Trqcom对应的转矩的交流电压。d轴电流偏差AId及q轴电流偏差AIq向电压偏差运算部320发送。而且由电压指令生成部240生成的d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#向调制率运算部340 发送。图7是表示过调制PWM控制部201的结构的功能框图。参照图7及图5，过调制PWM控制部201除了正弦波PWM控制部200的结构之外， 还包含电流滤波器230及电压振幅校正部270。电流滤波器230执行沿时间轴方向对由坐标转换部220算出的d轴电流Id及q 轴电流Iq进行平滑化的处理。由此，基于传感器检测值的实际电流IcUIq被转换成滤波器处理后的电流Idf、Iqf。并且，在过调制PWM控制部201中，电流偏差Δ Id、Δ Iq使用滤波器处理后的电流 Idf、Iqf 来计算。S卩，电流偏差 Δ Id、Δ Iq 按照 Δ Id = Idcom-Idf 及 Δ Iq = Iqcom-Iqf 的式子来计算。电压振幅校正部270相对于由电压指令生成部240算出的原来的d轴电压指令值轴电压指令值Vq#，执行用于将电动机附加电压的振幅放大的校正处理。坐标转换
部250及调制部260根据由电压振幅校正部270校正的电压指令生成逆变器14的开关控制信号S3 S8。d轴电流偏差AId及q轴电流偏差AIq向电压偏差运算部320发送。而且由电压指令生成部240生成的d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#向调制率运算部340 发送。需要说明的是，在适用过调制PWM控制时，对电压指令值Vd#、Vq#进行了二相-三相转换后的各相电压指令的振幅成为大于逆变器输入电压(系统电压VH)的状态。该状态在图6(波形图)中，相当于交流电压指令沈4的振幅大于载波沈2的振幅的状态。这种情况下，逆变器14无法对交流电动机Ml施加超过系统电压VH的电压。因此，在使用了基于原来的电压指令值Vd#、Vq#的各相电压指令信号的PWM控制中，无法确保与电压指令值Vd#、 Vq#相对应的调制率(原来的调制率)。因此，在适用过调制PWM控制时，相对于基于电压指令值Vd#、Vq#的交流电压指令，以增大电压附加区间的方式进行放大电压振幅的校正处理。由此，能够确保基于电压指令值Vd#、Vq#的原来的调制率。需要说明的是，基于电压振幅校正部270的电压振幅的放大比(大于1的值)能够基于该原来的调制率而理论性地导出。如此，正弦波PWM控制部200执行基于由电流传感器M检测到的电动机电流的反馈控制。图8是表示矩形波电压控制部400的结构的功能框图。
参照图8，矩形波电压控制部400包含电力运算部410、转矩运算部420、PI运算部 430、矩形波发生器440、及信号发生部450。电力运算部410基于根据由电流传感器M产生的V相电流iv及W相电流iw而求出的各相电流和各相(U相、V相、W相)电压Vu、Vv、Vw，按照下式(1)来算出向电动机的供给电力(电动机电力)Riit。Pmt = iu · Vu+iν · Vv+iw · Vw. . . (1)转矩运算部420使用通过电力运算部410求出的电动机电力Riit、及根据由旋转角传感器25检测出的交流电动机Ml的旋转角θ算出的角速度ω，按照下式( 算出转矩推定值I^q。Tq = Pmt/ω. · . (2)PI运算部430接受相对于转矩指令值Trqcom的转矩偏差Δ Tq ( Δ Tq = Trqcom-Tq)。PI运算部430通过对转矩偏差Δ Tq执行基于规定增益的PI运算而求出控制偏差。PI运算部430根据求出的控制偏差而设定矩形波电压的相位Φ V。具体而言，PI运算部430在产生正转矩(TrqCom>0)时，对应于转矩不足而使电压相位超前，另一方面，对应于转矩过剩而使电压相位滞后。PI运算部430在产生负转矩(Trqcom <0)时，对应于转矩不足而使电压相位滞后，另一方面对应于转矩过剩而使电压相位超前。矩形波发生器440根据通过PI运算部430设定的电压相位Φ V，而产生电压指令值(矩形波脉冲)Vu、Vv、Vw。信号发生部450根据电压指令值Vu、Vv、Vw而产生开关控制信号S3 S8。逆变器14通过进行按照开关控制信号S3 S8的开关动作，而附加按照电压相位Φν的矩形波脉冲作为电动机的各相电压。如此，在适用矩形波电压控制时，通过转矩(电力)的反馈控制，而能够进行电动机转矩控制。但是，在PWM控制方式中，虽然电动机附加电压的振幅及相位成为操作量，但在矩形波电压控制方式中，电动机附加电压的操作量仅为相位。因此，在适用矩形波电压控制时，与适用PWM控制方式时相比，控制响应性下降。需要说明的是，也可以取代电力运算部410及转矩运算部420而配置转矩传感器。 这种情况下，能够基于该转矩传感器的检测值求出转矩偏差Δ Tq。再次参照图4，电压偏差运算部320通过将d轴电流偏差Δ Id及q轴电流偏差 Δ Iq代入电动机电压方程式进行运算而算出电压偏差AVd、八Vq0电动机电压方程式由下式(3)及式⑷表示。Vd = Ra · Id-ω · Lq · Iq. · · (3)Vq = ω · Ld · Id+Ra ‘ Iq+ω · Φ · · · (4)在式(3)及式(4)中，Ra表示电枢绕组电阻，ω表示交流电动机Ml的电角速度， Φ表示永久磁铁的电枢交链磁通数。通过将Δ Id、Δ Iq分别代入式C3)及式中的Id 及Iq，而电压偏差AVd、AVq由以下的式(5)及式(6)分别表示。Δ Vd = Ra · Δ Id-ω · Lq · Δ Iq··· (5)Δ Vq = ω · Ld · Δ Id+Ra · Δ Iq+ω · φ ... (6)在执行PWM控制时，调制率运算部340基于由PWM控制部200运算出的电压指令值Vd#、Vq#及由电压传感器13检测到的直流电压VH(系统电压)，来运算调制率MD。这种情况下，调制率运算部340按照下式(7)，来运算调制率MD。
MD= (Vd#2+Vq#2) 1/2/VH— (7)另一方面，在执行矩形波电压控制时，调制率MD固定成0.78。在执行矩形波电压控制时，调制率算出部340计算出在由模式切换判定部360进行是否需要从矩形波电压控制向PWM控制切换的判定中所使用的调制率。该调制率是将控制模式从矩形波电压控制切换成PWM控制时的调制率(所谓临时的调制率)。但是，如上所述，在执行矩形波电压控制时调制率一定。因此，调制率算出部340 使用由电压偏差运算部320算出的电压偏差△ Vd、△ Vq及执行矩形波电压控制时的电压指令向量，而算出临时的调制率。图9是说明电压指令向量的图。参照图9，在d-q轴平面上，由电压指令值Vd#、Vq#的组合所表示的电压指令向量沿着以原点为中心的圆周进行旋转。在矩形波电压控制中，各相电压的振幅被固定为逆变器输入电压VH。因此，在矩形波电压控制中，上述的圆的半径对应于逆变器输入电压(系统电压VH)。在执行矩形波电压控制时，生成与图9中的电压指令向量Vl对应的交流电压指令。控制模式从矩形波电压控制向过调制PWM控制转移时，通过由过调制PWM控制部 201(图8)进行的控制运算，而生成与电压指令向量V2对应的交流电压指令。在此，电压指令向量V2对应于通过图8的电压振幅校正部270进行了振幅校正处理后的电压指令值 Vd#、Vq#。电压指令偏差AVr与表示电压指令向量Vl的大小的值(以后，表示为Vr_VPH) 与表示电压指令向量V2的大小的值(以后，表示为Vr)的差分对应。电压指令偏差AVr 由下式(8)表示。Δ Vr = (Δ Vd2+ Δ Vq2)1/2. . . (8)即，电压指令偏差Δ Vr表示d轴电压偏差Δ Vd及q轴电压偏差AVq的合成向量的大小。调制率运算部340在执行矩形波电压控制时，按照下式(9)算出电压指令向量V2 的大小Vr。Vr = Vr_VPH- Δ Vr. . . (9)Vr_VPH为固定值。在执行矩形波电压控制时，调制率运算部340按照下式(10)算出控制模式从矩形波电压控制切换成PWM控制时的调制率MD (临时的调制率)。MD = VrXk. . . (10)系数k由下式(11)表示。k = 0. 78/Vr_VPH. · · (11)Vr越接近Vr_VPH，按照式(10)及式(11)算出的调制率MD越接近0. 78。另一方面，Vr越小，按照式(10)及式(11)算出的调制率MD越小。在执行PWM控制时，模式切换判定部360判定按照式(7)算出的调制率MD是否为规定的基准值MDl以上。当调制率MD为该基准值MDl以上时，模式切换判定部360判定为需要进行从PWM控制向矩形波电压控制的切换。此外，该判定结果被发送至调制率运算部 340及模式选择部380。由此，调制率运算部340将调制率MD的计算中所使用的式子从式 (7)切换成式(10)及式(11)。在执行矩形波电压控制时，模式切换判定部360判定按照式(10)及式(11)算出的调制率MD是否为规定的基准值MD2以下。基准值MD2是比基准值MDl小的值。当调制率MD为基准值MD2以下时，模式切换判定部360判定为需要进行从PWM控制向矩形波电压控制的切换。该判定结果被发送至调制率运算部340及模式选择部380。由此，调制率运算部340将调制率MD的计算中所使用的式子从式(10)及式(11)切换成式(7)。在执行PWM控制模式时，模式切换判定部360判定适用正弦波PWM控制及过调制 PWM控制中的哪一个。该判定可以通过将调制率MD与规定的阈值(例如，适用正弦波PWM 控制的调制率的理论最大值为0.61)进行比较来执行。该判定结果被发送至调制率运算部 340及模式选择部380。基于由模式切换判定部360产生的判定结果，模式选择部380从矩形波电压控制模式、过调制PWM控制模式及正弦波PWM控制模式中选择逆变器的控制模式。在此，控制模式在矩形波电压控制与过调制PWM控制之间进行切换时，会产生与控制稳定性相关的以下的课题。图10是说明控制模式从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的交流电压指令的变化的图。参照图10，在执行矩形波电压控制时，电压指令向量Vl的相位Φ ν基于转矩偏差 ATq(参照图8)进行控制。需要说明的是，图10所示的电压指令向量Vl对应于从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的矩形波电压控制产生的交流电压指令的最终值。控制模式从矩形波电压控制向过调制PWM控制转移时，通过由过调制PWM控制部 201(图7)进行的控制运算生成与电压指令向量V2对应的交流电压指令。在从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时，用于转矩控制的操作量大幅变化。因此，在电压指令向量 Vl及电压指令向量V2之间容易产生大的变化。图11是说明控制模式从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的电流指令及电动机电流值的图。参照图ll，d_q轴平面上的曲线Bl表示与某转矩指令值对应的电流指令(Idcom， Iqcom)。d-q轴平面上的曲线B2表示从交流电动机Ml产生曲线Bl所示的转矩时的电动机电流值。d-q轴平面被曲线Bl分成矩形波电压控制区域和PWM控制区域。电流相位相对于与曲线Bl对应的电流向量(基准电流向量)成为滞后侧的区域是PWM控制区域。另一方面，电流相位相对于该电流向量成为超前侧的区域是矩形波电压控制区域。曲线Bl上的点Pl表示根据转矩指令值确定的电流指令值。即点Pl表示执行PWM 控制时的电流指令值。曲线B2上的点P2表示根据矩形波电压控制产生的交流电压指令的最终值而从逆变器14输出的电流值。在本实施方式中，通过将电流偏差Δ Id及Δ Iq代入表示电动机模型的电动机电压方程式(参照式C3)及式(4))，而运算对应于转矩指令值的电压指令与对应于由矩形波电压控制产生的交流电压指令的最终值的电压指令之差，即运算电压偏差AVd、AVq。由此，能够不使用电压指令值对#、￥9#来算出电压偏差AVd、AVq。与转矩指令值对应的电压指令对应于图10的电压指令向量V2。另一方面，与由矩形波电压控制产生的交流电压指令的最终值对应的电压指令对应于图10的电压指令向量 VI。调制率运算部340基于电压偏差AVd、AVq及式⑶算出电压指令向量的大小的变化量即电压指令偏差ΔνΓ。由于电压指令向量Vl的大小(Vr_VPH)是固定值，因此电压指令向量V2的大小Vr能够基于Vr_VPH及Δ Vr来算出。调制率运算部340按照式(10)算出调制率MD。式(10)表示调制率MD与电压指令向量V2的大小(Vr)成比例。执行矩形波控制时的电压指令向量Vl的大小(Vr_VPH)及调制率都是固定值，因此当逆变器14的输入电压(直流电压VH) —定时，通过算出Vr相对于Vr_VPH的比率，而能够算出从矩形波电压控制切换成PWM控制时的调制率MD。需要说明的是，由式(11)表示的系数k为一定值。而且，Vr_VPH也为一定值。艮口， 在本实施方式中，通过算出ΔνΓ，而能够算出从矩形波电压控制切换成PWM控制时的调制率MD。(控制模式的切换)接下来，使用图12及图13对矩形波电压控制与PWM控制之间的控制模式的切换判定进行说明。图12是说明控制模式的切换判定处理的一例的流程图。在图12所示的切换判定处理中，在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的控制模式的切换判定中使用电流相位。需要说明的是，图12的流程图所示的处理是作为本实施方式的控制模式的切换判定处理的比较例而示出的处理。参照图12，在步骤STlO中，判定当前的控制模式是否为PWM控制模式。当判定为当前的控制模式是PWM控制模式时(在步骤STlO中为是)，基于按照PWM控制模式的电压指令值Vd#、Vq#及系统电压VH运算调制率(步骤ST11)。例如通过上述式(7)来算出调制率MD。接下来，在步骤ST12中，判定步骤STll中求出的调制率是否为0. 78以上。当判定为调制率大于0. 78时(在步骤ST12中为是)，由于在PWM控制模式中无法产生适当的交流电压，因此切换控制模式来选择矩形波电压控制模式(步骤ST15)。另一方面，当判定为调制率小于0. 78时(在步骤ST12中为否)，继续选择PWM控制模式(步骤ST14)。当判定为当前的控制模式是矩形波电压控制模式时(在步骤STlO中为否)，判定从逆变器14向交流电动机Ml供给的交流电流相位(实际电流相位)Φ i的绝对值是否小于规定的切换电流相位Φ0的绝对值(步骤ST13)。需要说明的是，切换电流相位Φ0也可以在交流电动机Ml的动力运行时及再生时设定成不同的值。当判定为实际电流相位Φ i的绝对值小于切换电流相位Φ0的绝对值时(在步骤 ST13中为是)，控制模式从矩形波电压控制模式切换成PWM控制。由此选择PWM控制模式 (步骤 ST14)。当判定为实际电流相位Φ 的绝对值为切换电流相位Φ0的绝对值以上时(在步骤ST13中为否)，控制模式维持成矩形波电压控制模式(步骤ST15)。在选择PWM控制模式时(步骤ST14)，判定适用了正弦波PWM控制及过调制PWM控制中的哪一个(步骤ST16)。该判定可以通过将调制率MD与规定的阈值(例如，作为适于正弦波PWM控制的调制率的理论最大值的0. 61)进行比较来执行。在调制率为阈值以下时，适用正弦波PWM控制。在调制率为上述的阈值以下时，可以实现交流电压指令264(正弦波成分)的振幅为载波262的振幅以下的PWM控制。相对于
19此，在调制率大于上述的阈值时，适用过调制PWM控制。这种情况下，交流电压指令沈4 (正弦波成分)的振幅大于载波262的振幅。根据图12所示的处理，在从PWM控制模式向矩形波电压控制模式的转移的判定时使用调制率，而在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的转移的判定时使用实际电流相位Φ 。如此，由于在控制模式的切换的判定中使用多种参数，而判定处理变得复杂。图13是说明本实施方式的控制模式的切换判定处理的流程图。参照图13及图 12，本实施方式的控制模式的切换判定处理在取代步骤ST12的处理及步骤ST13的处理而执行步骤ST20的处理及步骤ST23的处理这方面，及追加了步骤ST21、ST22的处理这方面与图12所示的处理不同。需要说明的是，图13所示的其他步骤的处理与图12所示的对应的步骤的处理相同。因此，以下，主要说明步骤ST20 ST23的处理。需要说明的是，图13 所示的处理通过控制装置30例如每隔一定周期执行。在步骤STlO中，控制装置30判定当前的控制模式是否为PWM控制模式。当判定为当前的控制模式是PWM控制模式时(在步骤STlO中为是)，控制装置30 (调制率运算部 340)基于按照PWM控制模式的电压指令值Vd#、Vq#及系统电压VH，根据上述式(7)，来运算调制率(步骤STl 1)。接下来，在步骤ST20中，控制装置30(模式切换判定部360)判定步骤STll中求出的调制率MD是否在基准值MDl以上。当判定为调制率MD在MDl以上时(在步骤ST20 中为是)，通过控制装置30 (模式切换判定部360及模式选择部380)将控制模式从PWM控制切换成矩形波电压控制模式(步骤ST15)。另一方面，当判定为步骤STll中求出的调制率MD小于基准值MDl时(在步骤ST20 中为否)，继续选择PWM控制模式(步骤ST14)。当判定为当前的控制模式是矩形波电压控制模式时(在步骤STlO中为否)，控制装置30 (电压偏差运算部320)根据由PWM控制部200算出的电流偏差Aid、Δ Iq来运算电压偏差AVd、AVq(步骤ST21)。如上所述，电压偏差运算部320通过将电流偏差Aid、 Δ Iq代入式(5)及式(6)来运算电压偏差AVd、AVq。接下来，控制装置30(调制率运算部340)基于在步骤ST21中算出的电压偏差 Δ Vd、Δ Vq及电压指令向量Vl来运算调制率MD (步骤ST2》。调制率运算部340按照上述的式(8)至式(10)来运算调制率MD。接下来，控制装置30 (模式切换判定部360)判定在步骤ST22中算出的调制率MD 是否在基准值MD2以下(步骤ST2!3)。当判定为调制率MD小于基准值MD2时(在步骤ST23 中为是)，控制装置30 (模式切换判定部360)判定为需要从矩形波电压控制模式向PWM控制切换。因此选择PWM控制模式(步骤ST14)。当判定为调制率MD大于基准值MD2时(在步骤ST23中为否)，控制装置30(模式切换判定部360)判定为不需要从矩形波电压控制模式向PWM控制的切换。因此控制模式维持成矩形波电压控制模式(步骤ST15)。在选择PWM控制模式时(步骤ST14)，控制装置30 (模式切换判定部360)判定适用正弦波PWM控制及过调制PWM控制中的哪一个(步骤ST16)。控制装置30(模式切换判定部360)通过将调制率MD与正弦波PWM控制模式下的最高调制率(0.61)进行比较来判定适用正弦波PWM控制及过调制PWM控制中的哪一个。
如上所述，在本实施方式中，通过算出AVr而能够算出从矩形波电压控制切换成 PWM控制时的调制率MD。因此，根据本实施方式，能够容易地算出从矩形波电压控制切换成 PWM控制时的调制率MD。由于容易地算出调制率MD，而能够仅基于调制率MD判定是否需要将控制模式从矩形波电压控制向PWM控制切换。由此，能够容易地执行控制模式是否需要从矩形波电压控制向PWM控制切换的判定。此外，根据本实施方式，仅基于调制率，就能够将控制模式在PWM控制模式与矩形波电压控制模式之间进行相互切换。由此，能够避免控制模式切换与否的判定的复杂化。基准值MD2也可以与基准值MDl相等。但是，优选使基准值MD2小于基准值MDl。 能够通过使基准值MD2小于基准值MDl而设定与控制模式的切换相关的磁滞现象。由此， 在控制模式的切换时能够防止产生振荡。通过防止振荡而能够迅速地切换控制模式。根据本实施方式，由于能够容易地设定磁滞现象，因此能够迅速地切换控制模式。此外，根据本实施方式，在执行矩形波电压控制时，为了算出调制率，而使用按照转矩指令的电流指令和与由矩形波电压控制产生的交流电压指令的最终值对应的电动机电流值(实际电流值)的电流偏差。当该调制率小于基准值MD2时，判断是否需要从矩形波电压控制向PWM控制(过调制PWM控制)的切换。由此，能够以减小从矩形波电压控制向PWM控制(过调制PWM控制)切换时的电流偏差的方式确定基准值MD2。在执行PWM控制时，电流偏差在电压指令的生成中使用。具体而言，在执行PWM控制时，以使电流偏差成为0的方式生成交流电压指令。控制模式能够通过减小刚从矩形波电压控制切换成PWM控制之后的电流偏差，而防止在PWM控制开始时交流电压指令较大地变化的情况。由此，能够抑制PWM控制(电流反馈控制)开始时的过冲，因此能够避免在刚从矩形波电压控制向PWM控制切换之后交流电动机Ml的控制变得不稳定的情况(例如转矩的急速变动等)。(电动车辆的结构例)图14是表示适用图1所示的电动机驱动控制系统的电动车辆的一例的框图。参照图14及图1，混合动力车辆1000具备发动机150、第一 MG(Motor Generator 电动发电机)110、第二 MG120、动力分割机构130、减速机140、控制装置30、直流电压发生部10#、逆变器单元170、及驱动轮160。发动机150、第一 MGllO及第二 MG120与动力分割机构130连结。并且，混合动力车辆1000在来自发动机150及第二 MG120的至少一方的驱动力的作用下进行行驶。发动机150产生的动力通过动力分割机构130分割成两个路径。即，一方是经由减速机140向驱动轮160传递的路径，另一方是向第一 MGllO传递的路径。第一 MG110、第二 MG120都是上述的电动发电机、即交流电动机。图1所示的交流电动机Ml能够适用于第一 MGllO及第二 MG120中的任一个。而且，逆变器单元170包含用于分别对第一 MGllO及第二 MG120进行驱动控制的两个逆变器(与图1所示的逆变器14 相对应)。第一 MGllO使用由动力分割机构130分割的发动机150的动力进行发电。例如， 当表示直流电源B的充电状态(以下也称为“SOCGtate Of Charge)”。)的值低于预先确定的值时，发动机150起动而通过第一 MGllO进行发电。由第一 MGllO进行发电的电力通过逆变器单元170被从交流转换成直流，通过转换器12对电压进行调整而蓄积在直流电源B中。此外，第一 MGllO使用蓄积在直流电源B中的电力来使发动机150起动。第二 MG120使用蓄积在直流电源B中的电力及由第一 MGl 10产生的电力中的至少一方而产生驱动力。并且，第二 MG120的驱动力经由减速机140传递给驱动轮160。由此， 第二 MG120对发动机150进行辅助，或通过来自第二 MG120的驱动力而使车辆行驶。需要说明的是，在图14中，驱动轮160表示为前轮，但第二 MG120也可以取代前轮而驱动后轮， 或驱动前轮和后轮。在混合动力车辆1000的制动时等，经由减速机140通过驱动轮160对第二 MG120 进行驱动，而使第二 MG120作为发电机进行工作。由此，第二 MG120作为将制动能量转换成电力的再生制动器而进行工作。并且，由第二 MG120产生的电力蓄积在直流电源B中。动力分割机构130由包含太阳轮、小齿轮、行星轮架、齿圈在内的行星齿轮构成。 小齿轮与太阳齿轮及齿圈扣合。行星轮架将小齿轮支承为能够自转，并与发动机150的曲轴连结。太阳齿轮与第一 MGllO的旋转轴连结。齿圈与第二 MG120的旋转轴及减速机140 连结。并且，发动机150、第一 MGllO及第二 MG120经由由行星齿轮构成的动力分割机构 130连结，从而发动机150、第一 MGllO及第二 MG120的转速在列线图中成为由直线连结的关系。控制装置30对发动机150、直流电压发生部10#及逆变器单元170进行控制。通过使控制装置30控制逆变器单元170来控制第一 MGllO及第二 MG120。需要说明的是，在图14中作为电动车辆的一例而表示了混合动力车，但也可以在电力车或燃料电池车等利用电能产生车辆驱动力的车上适用本发明。在所述电动车辆上搭载有产生用于对驱动轮进行驱动的转矩的电动机。作为该电动机，可以采用交流电动机。由此，可以对上述的电动车辆适用本发明。应该考虑到本次公开的实施方式全部的方面只是例示，并限于此。本发明的范围不是上述的说明而是由权利要求所公开的内容，包含与权利要求均等的内容及范围内的全部的变更。
权利要求
1.一种交流电动机的控制装置，其中，附加给所述交流电动机的附加电压由将直流电压转换成所述附加电压的逆变器(14) 控制，所述控制装置具备电流检测器(M)，对在所述逆变器(14)与所述交流电动机之间流动的电动机电流进行检测；脉冲宽度调制控制部080)，基于由所述电流检测器04)检测出的所述电动机电流和与所述交流电动机的动作指令相对应的电流指令之间的电流偏差，生成用于使所述交流电动机按照所述动作指令进行动作的交流电压指令，并且通过基于所述交流电压指令与载波的比较的脉冲宽度调制控制来产生所述逆变器(14)的控制指令；矩形波电压控制部G00)，通过矩形波电压控制来产生所述逆变器(14)的所述控制指令，该矩形波电压控制是如下所述的控制基于由所述电流检测器04)检测出的所述电动机电流和所述交流电动机的所述动作指令，对所述附加电压进行控制以使所述附加电压成为具有与所述动作指令相对应的相位的矩形波电压；电压偏差运算部(320)，通过执行将所述电流偏差代入所述交流电动机的电压方程式的运算，而运算第一电压指令与第二电压指令之间的电压偏差，该第一电压指令与执行所述矩形波电压控制时的所述交流电压指令相对应，该第二电压指令与执行所述脉冲宽度调制控制时的所述交流电压指令相对应；调制率运算部(340)，基于所述第一电压指令及所述电压偏差而运算表示调制率的第一控制值，该调制率被定义为所述附加电压的有效值相对于所述直流电压的值之比；及模式切换判定部(360)，在所述矩形波电压控制部(400)执行所述矩形波电压控制时， 基于所述第一控制值判定是否需要进行所述交流电动机的控制模式从所述矩形波电压控制向所述脉冲宽度调制控制的切换。
2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中， 所述电流偏差包含d轴电流偏差及q轴电流偏差，所述电压偏差运算部(320)通过执行将所述d轴电流偏差及所述q轴电流偏差代入所述电压方程式的运算，来运算包含d轴电压偏差及q轴电压偏差的所述电压偏差，所述调制率运算部(340)通过从表示与所述第一电压指令对应的电压向量的大小的第一值减去表示所述d轴电压偏差及所述q轴电压偏差的合成向量的大小的校正值，来运算表示与所述第二电压指令对应的电压向量的大小的第二值，并且基于所述第二值相对于所述第一值的比率及执行所述矩形波电压控制时的所述调制率的值运算所述第一控制值。
3.根据权利要求2所述的交流电动机的控制装置，其中，所述调制率运算部(340)基于所述第二电压指令及所述直流电压的值，运算表示所述脉冲宽度调制控制部(观0)执行所述脉冲宽度调制控制时的所述调制率的第二控制值，所述模式切换判定部(360)基于所述第二控制值而判定是否需要进行所述控制模式从所述脉冲宽度调制控制向所述矩形波电压控制的切换。
4.根据权利要求3所述的交流电动机的控制装置，其中，所述模式切换判定部(360)在所述第一控制值小于第一基准值时，判定为需要进行从所述矩形波电压控制向所述脉冲宽度调制控制的切换，并且在所述第二控制值大于第二基准值时，判定为需要进行从所述脉冲宽度调制控制向所述矩形波电压控制的切换， 所述第一基准值小于所述第二基准值。
5.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，所述脉冲宽度调制控制部O80)以使所述电流偏差接近0的方式生成所述第二电压指令。
6.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中， 所述脉冲宽度调制控制部(观0)包含第一控制部O00)，按照正弦波脉冲宽度调制方式，根据所述电流偏差产生所述控制指令；及第二控制部O01)，按照过调制脉冲宽度调制方式，根据所述电流偏差产生所述控制指令，该过调制脉冲宽度调制方式用于输出与所述正弦波脉冲宽度调制方式相比基波成分较大的所述附加电压。
7.一种电动车辆，具备 交流电动机(Ml)；逆变器(14)，将直流电压转换成向所述交流电动机(Ml)附加的附加电压，并对所述附加电压进行控制；及控制装置，控制所述逆变器(14)， 所述控制装置具备电流检测器(M)，对在所述逆变器(14)与所述交流电动机(Ml)之间流动的电动机电流进行检测；脉冲宽度调制控制部080)，基于由所述电流检测器04)检测出的所述电动机电流和与所述交流电动机(Ml)的动作指令相对应的电流指令之间的电流偏差，生成用于使所述交流电动机(Ml)按照所述动作指令进行动作的交流电压指令，并且通过基于所述交流电压指令与载波的比较的脉冲宽度调制控制来产生所述逆变器(14)的控制指令；矩形波电压控制部G00)，通过矩形波电压控制来产生所述逆变器(14)的所述控制指令，该矩形波电压控制是如下所述的控制基于由所述电流检测器04)检测出的所述电动机电流和所述交流电动机(Ml)的所述动作指令，对所述附加电压进行控制以使所述附加电压成为具有与所述动作指令相对应的相位的矩形波电压；电压偏差运算部(320)，通过执行将所述电流偏差代入所述交流电动机(Ml)的电压方程式的运算，而运算第一电压指令与第二电压指令之间的电压偏差，该第一电压指令与执行所述矩形波电压控制时的所述交流电压指令相对应，该第二电压指令与执行所述脉冲宽度调制控制时的所述交流电压指令相对应；调制率运算部(340)，基于所述第一电压指令及所述电压偏差而运算表示调制率的第一控制值，该调制率被定义为所述附加电压的有效值相对于所述直流电压的值之比；及模式切换判定部(360)，在所述矩形波电压控制部(400)执行所述矩形波电压控制时， 基于所述第一控制值判定是否需要进行所述交流电动机(Ml)的控制模式从所述矩形波电压控制向所述脉冲宽度调制控制的切换。
8.根据权利要求7所述的电动车辆，其中，所述电流偏差包含d轴电流偏差及q轴电流偏差，所述电压偏差运算部(320)通过执行将所述d轴电流偏差及所述q轴电流偏差代入所述电压方程式的运算，来运算包含d轴电压偏差及q轴电压偏差的所述电压偏差，所述调制率运算部(340)通过从表示与所述第一电压指令对应的电压向量的大小的第一值减去表示所述d轴电压偏差及所述q轴电压偏差的合成向量的大小的校正值，来运算表示与所述第二电压指令对应的电压向量的大小的第二值，并且基于所述第二值相对于所述第一值的比率及执行所述矩形波电压控制时的所述调制率的值运算所述第一控制值。
9.根据权利要求8所述的电动车辆，其中，所述调制率运算部(340)基于所述第二电压指令及所述直流电压的值，运算表示所述脉冲宽度调制控制部(观0)执行所述脉冲宽度调制控制时的所述调制率的第二控制值，所述模式切换判定部(360)基于所述第二控制值而判定是否需要进行所述控制模式从所述脉冲宽度调制控制向所述矩形波电压控制的切换。
10.根据权利要求9所述的电动车辆，其中，所述模式切换判定部(360)在所述第一控制值小于第一基准值时，判定为需要进行从所述矩形波电压控制向所述脉冲宽度调制控制的切换，并且在所述第二控制值大于第二基准值时，判定为需要进行从所述脉冲宽度调制控制向所述矩形波电压控制的切换， 所述第一基准值小于所述第二基准值。
11.根据权利要求7所述的电动车辆，其中，所述脉冲宽度调制控制部(观0)以使所述电流偏差接近0的方式生成所述第二电压指令。
12.根据权利要求7所述的电动车辆，其中， 所述脉冲宽度调制控制部(观0)包含第一控制部O00)，按照正弦波脉冲宽度调制方式，根据所述电流偏差产生所述控制指令；及第二控制部O01)，按照过调制脉冲宽度调制方式，根据所述电流偏差产生所述控制指令，该过调制脉冲宽度调制方式用于输出与所述正弦波脉冲宽度调制方式相比基波成分较大的所述附加电压。
全文摘要
交流电动机(M1)、逆变器(14)及控制装置(30)搭载于电动车辆。控制装置(30)包含电压偏差运算部(320)、调制率运算部(340)、及模式切换判定部(360)。电压偏差运算部(320)通过将电流偏差代入交流电动机的电压方程式，来运算执行矩形波电压控制时的第一电压指令与执行脉冲宽度调制控制时的第二电压指令的电压偏差。调制率运算部(340)基于第一电压指令及电压偏差来运算调制率。模式切换判定部(360)基于该调制率判定是否需要进行交流电动机(M1)的控制模式从矩形波电压控制向脉冲宽度调制控制的切换。
文档编号H02P21/00GK102282758SQ200980154589
公开日2011年12月14日 申请日期2009年2月23日 优先权日2009年1月14日
发明者大野敏和, 山川隼史, 山田坚滋, 黑松丰 申请人:丰田自动车株式会社