专利名称：正弦波逆变器偏磁的控制方法及其装置的制作方法
技术领域：
本发明属于电能变换装置，特别涉及单相和三相正弦波逆变器、单相和三相在线式不间断电源(UPS)等的正弦波逆变器偏磁的控制方法及其装置。
背景技术：
逆变器是一种将直流电变换成交流电的装置。其中，以正弦波形输出的就是正弦波逆变器，近年来发展较为迅速的UPS就是逆变器的一个典型应用。UPS及以它为核心的供电系统被设置在市电电网与负载设备之间，主要目的是改善对负载的供电质量，并在市电故障时，保证负载设备的正常运行。
UPS的基本功能必须包含以下几个部分逆变输出、市电跟踪、安全保护(包括过载保护、输出电压故障保护、市电检测、电池检测等)、旁路控制、报警以及监控等。在传统的UPS控制中，以上各个环节都是以模拟电路实现的，设计周期长，电路调试复杂，而且系统的升级换代通常伴随着硬件的大幅度更换，硬件成本高。因此，近年来数字控制方式以其独特的优势成为了当今UPS等逆变电源的发展趋势。
在线双变换式UPS的工作原理如下市电正常时，市电电能一方面经AC/DC、DC/AC两级传给负载，一方面经充电器给电池充电；市电异常时，由电池通过逆变器向负载提供能量。工作于在线双变换方式的UPS只有在UPS故障的情况下才会允许市电向负载供电。不管在市电是否正常的情况下，负载的电压都是由逆变器供给，即逆变器始终处于工作状态。因此逆变器是UPS的核心部件，逆变器的输出波形质量以及其安全性能直接决定着UPS的供电性能及可靠性程度。
逆变器由功率单元和逆变控制单元两部分组成，单相逆变器的功率单元可以采用全桥等电路拓扑。以全桥逆变器为例，在实际运行中，各种因素，如正弦调制波或三角载波存在直流分量、功率开关管关断时的存储时间不一致以及有关限流保护策略的应用等，都有可能使得变压器原边的直流分量难以避免，引起变压器的偏磁，即直流不平衡。一定程度的直流偏磁问题就有可能致使逆变桥的输出变压器的铁心单相饱和，励磁电流激增，从而加大了变压器的损耗，降低了效率，严重时甚至还会引起变压器的颠覆，严重影响了逆变器的正常运行。
在变压器铁心加气隙、增加隔直电容以及尽量选择饱和压降和存储时间特性一致的功率开关管等方法虽能在一定程度上减小输出电压的直流分量，并不能完全消除输出电压的直流分量。现在应用较为广泛的调节偏磁的方法是事先采用滤波电路提取逆变器桥臂中点的电位，并以此来相应的调节调理电路的基准以达到输出不含偏置的目的。该方法虽然实用，但它只是一种静态的调节方案，于逆变器运行过程中可能出现的输出变压器的偏磁现象无能为力，而且对于不同的机器又必须进行重复的调节工作，因此可靠性及系统适应性欠佳。
在逆变器采用数字化方式实现以后，尤其是以定点微处理器实现的逆变系统，由于数值运算造成的数字量化误差不断积累造成了输出电压波形的漂移，也有可能导致变压器的饱和。
发明内容
本发明的目的在于提供一种可动态抑制偏磁、系统可靠性高、性能稳定、适用性强的正弦波逆变器偏磁的控制方法。
为实现上述目的，本发明的技术解决方案是一种正弦波逆变器偏磁的控制方法，其特征在于该方法包括采用输出电压进行闭环调整和采用逆变器电流进行闭环调整两个步骤。
所述的输出电压闭环调整是先以变压器采样逆变器的输出电压，接着将采样变压器的输出电压以电阻进行降压处理，降压后的反馈电压信号再经电压调理电路后叠加上直流偏置dm，然后将叠加过直流偏置的信号送到A/D转换器进行模拟量到数字量的转换，最后A/D转换器再将转换所得到的结果送到微控制器的相应内存单元；微控制器根据采样电压实时计算输出电压调理电路的偏置电压值，同时还实时计算数字电压调节器的输出值的平均值，并通过闭环调整将其校正至设定值，以消除逆变器偏磁或消除输出电流的直流分量。
所述的设定值为保证逆变器电流的直流量小于逆变器满载电流值的2％。
所述的逆变器电流闭环调整是首先将电流霍尔传感器串于逆变桥的输出与输出变压器相连的传输线上或逆变器输出电感的传输线上，并以采样电阻将霍尔电流传感器所采得的逆变器电流信息以电压的形式表示出来；接着，将该电压形式表示的反馈电流经过采样电流调理电路叠加上直流偏置dm，然后将叠加过直流偏置的信号送到A/D转换器进行模拟量到数字量的转换，最后A/D转换器再将转换所得到的结果送到微控制器的相应内存单元；微控器根据电流采样的结果实时计算电流的偏移量和需要的动态调整量，并通过闭环调整将数字调节器的输出中心值校正到预先的设定值，以消除逆变器偏磁或消除输出电流的直流分量。
所述的设定值为保证逆变器电流的直流量小于逆变器满载电流值的2％。
一种根据上述的控制方法设计的正弦波逆变器偏磁的控制装置，它是由逆变功率电路和逆变控制电路组成。所述的逆变控制电路包括逆变器的电流采样电路、输出电压采样电路、微控制器以及功率管的驱动电路；所述的逆变器电流采样电路包括霍尔传感器、电流调理电路和第二A/D转换单元；霍耳传感器采样逆变器电流，其输出端经过采样电流调理电路与第二A/D转换单元连接；所述的输出电压采样电路包括输出采样变压器、电压调理电路和第一A/D转换单元；输出采样变压器采样逆变输出电压，其输出端经过电压调理电路与第一A/D转换单元连接；微控制器输出的正弦脉宽信号经隔离驱动电路后连接功率开关管。
本发明主要是通过微控制器(如数字信号处理器)实现，使得以数字化方式控制的逆变系统本身具有瞬时调节偏磁的能力。
从逆变系统的结构考虑，输出变压器原边电压不对称的原因来自于两个大的方面，一个是逆变器的驱动信号上下不对称，另一个是主功率电路原器件性能不够理想。在数字控制逆变系统中，数字量化误差的累积是造成驱动信号上下不对称的一个原因，此外，数字控制系统中调理电路的基准(A/D转换器的基准、运算放大器输入信号的直流偏置)漂移也是导致输出存在直流偏置的一个原因。
本发明主要以软硬件结合的方式来消除数字量化截断误差积累的影响以及调理电路的基准不准确(与理想设计值之间有差异)造成的开关管驱动信号的不对称，这样就消除了控制电路对输出变压器偏磁的影响。另外，增加一个电流霍尔传感器采样逆变器电流并以此来反映当前逆变器的工作状态，通过微控制器获取的逆变器电流的瞬时值计算出电流的中心值，再以此来调节系统的偏磁，从而达到最终消除偏磁的目的。
因而，本发明具有如下特点及技术效果(1)动态抑制偏磁，系统可靠性高；(2)无需手动调节，对各种规格的产品适用性强，生产人工成本降低；(3)软件程序实现，逆变器性能不容易因器件受老化、振动等因素影响而降低；下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的说明。
图1为本发明的数字控制逆变系统的电路结构框图；
图2为本发明的数字控制逆变系统偏磁调节的原理框图；图3为本发明的实施例的样机总体结构框图；图4为本发明的逆变器电流采样电路的电路图；图5为本发明的输出电压采样电路的电路图；图6为本发明的实施例的输出电压、逆变器电流波形图。
具体实施例方式
本发明的数字控制正弦波逆变器包括由逆变电路组成的功率单元和逆变控制单元两部分。
图1是逆变器的控制结构原理框图。逆变控制单元主要包括逆变器的输出电压采样电路2、逆变器电流采样电路1、微控制器3以及功率管的驱动电路4。
本发明的正弦波逆变器偏磁的控制方法包括采用输出电压进行闭环调整和采用逆变器电流进行闭环调整两个步骤。
所述的输出电压采样电路2包括输出采样变压器21、电压调理电路22和第一A/D转换单元23。逆变器6的输出电压用采样变压器21采样，采样之后的电压经电阻R分压处理后得到交变的正弦波电压Vf”，Vf”经过电压调理电路22叠加上一定的直流偏置电压dm后，以Vf”+dm的形式输送给第一A/D转换器23，然后第一A/D转换器23再将转换之后的结果交给微控制器3进行相关处理。
所述的逆变器电流采样电路1包括霍尔传感器11、电流调理电路12和第二A/D转换单元13。逆变器输出变压器30原边电流的采样是用电流霍尔传感器11采样，目的是能够获取电流信号中的直流成分。采样后电流信号的电流调理电路12基本与电压采样的电压调理电路22类似，也同样需要在交变的电流信号上叠加上电流调理电路12的直流偏置dm后，再送给第二A/D转换器13进行模拟信号到数字信号的转换。同样，微控制器3也必须从第二A/D转换器13处获取电流信号的数字量结果。即，微控制器3获得的输出电压和逆变器电流采样信号的具体实现过程如下(1)输出电压采样先以采样变压器21采样逆变器的输出电压，接着将采样变压器21的副边电压以电阻进行降压处理，降压后的反馈电压信号再经电压调理电路22后叠加上直流偏置dm，然后将叠加过直流偏置的信号送到第一A/D转换器23进行模拟量到数字量的转换，最后第一A/D转换器23再将转换所得到的结果送到微控制器3的相应内存单元。微控制器3根据采样电压实时计算输出电压调理电路22的偏置电压值，同时还实时计算数字电压调节器的输出值的平均值，并通过闭环调整将其校正至设定值，以消除逆变器偏磁或消除输出电流的直流分量。
(2)逆变器电流采样首先将电流霍尔传感器11串于逆变器6的输出与输出变压器30相连的传输线上，并以采样电阻将霍尔感应所得的电流信息以电压的形式表示出来。接着，将该电压形式表示的反馈电流经过采样电流调理电路12叠加上直流偏置dm，然后将叠加过直流偏置的信号送到第二A/D转换器13进行模拟量到数字量的转换，最后第二A/D转换器13再将转换所得到的结果送到微控制器3的相应内存单元。微控器3根据电流采样的结果实时计算电流的偏移量和需要的动态调整量，并通过闭环调整将数字调节器的输出中心值校正到预先的设定值(所述的设定值为保证逆变器电流的直流量小于逆变器满载电流值的2％)，以消除逆变器偏磁或消除输出电流的直流分量。
(注在以上采样过程中，A/D转换器可能被包含在微控制器3的内部。即，有些微控制器3是自带A/D转换器的，如TI公司的某些型号的数字信号处理器芯片)这样，微控制器3通过以上电路得到了需要的电压电流信息后，就可通过软件处理来输出开关管的SPWM驱动控制信号。当然，在微控制器3与功率电路之间也必须设置功率管的驱动电路4。
本发明数字控制逆变系统的工作原理是逆变器6的实现采用电压闭环瞬时值调节方式，即，将微控制器3获取的当前逆变器6的反馈电压进行相关的处理后，与正弦基准进行比较，再通过适当的算法输出逆变器功率管的开通控制信号，从而形成逆变器6的电压闭环调节系统以满足逆变器6的输出电压波形要求。在电压闭环控制系统中，由于输出变压器30的隔直作用，逆变器6的输出电压是交变的正弦信号，以采样变压器21采样后，经过电压调理电路22降压处理并叠加上一定的直流偏置信号dm形成了满足后级电路的电平要求的单极性信号。一般情况下，微处理器3并不知道当前电压调理电路22或电流调理电路12的直流偏置信号dm，而且由于第一A/D转换器23或第二A/D转换器13基准的影响，采样信号的零偏实际会有偏移，这样就使得输入给电压调节器的反馈电压Vf与正弦基准Vr之间的差值E含有直流成分，从而影响开关管驱动信号。本发明就是在一般的电压闭环调节系统的基础上，采取相关的调节方案来抑制逆变控制系统中一切可能造成的输出变压器30偏磁的潜在因素(即使逆变器的输出端没有输出变压器，该发明的控制方案也可保证逆变器的输出电压波形为不含直流成分的正弦波)。
图2为本发明调节偏磁的控制原理框图。首先，在数字化电压调节器中，可通过软件调零方式来消除调理电路的基准浮动对变压器偏磁的影响。如图2所示，微处理器3根据前面所述的输出电压采样过程在每个采样周期内从A/D转换器13、23处获取了当前反馈电压的瞬时值(Vf”+dm)之后，将每个正弦周期内的反馈电压瞬时值进行累加，动态计算一个工频周期内反馈电压的平均值，此时的平均值就是当前反馈电压实际的直流偏置dm，以此计算所得的dm来取代微处理器3通常情况下默认的理想基准Dm。即，软件调零的实现过程为微处理器3在每个采样周期中都将反馈电压的瞬时值(Vf”+dm)进行累加，一个正弦周期结束后就将计算的结果清零，以备下一个正弦周期再计算新的结果，以此方式就计算出了每个正弦周期内反馈电压的平均值，也就是当前的实际直流偏置。然后再将每次的反馈电压减去当前计算所得的直流偏置就得到了不含直流成分的反馈电压了。这样，不管在任何情况下调理电路的电压浮动都不会对输出电压产生影响。
在消除了调零电路基准的浮动影响后，为了消除逆变器6的截断误差累积以及主功率电路参数不一致等的影响，本发明在电压调节器的前端引入一个电流中心值调节器来实时消除偏磁。调节原理是根据微处理器3获取的当前输出变压器原边电流的瞬时值计算出电流的平均值，如果平均值大于零，说明输出变压器含有正的直流偏置，则应该将基准正弦Vr与反馈电压Vf的误差E减去一定的偏置以使得输出电压的中心值降低；反之，如果平均值小于零，说明输出变压器30含有负的直流偏置，那么就应该在误差电压E上加上一定的直流偏置以使得输出电压的中心值抬高。
偏磁调节的具体过程是(1)微处理器3根据前面所述的原边电流采样方式在每个采样周期内获得了当前输出变压器30原边电流的采样值后，在逆变器6开始偏磁调节的前一个周期内保存该周期内所有采样点的电流采样瞬时值并逐点累加以计算该周期的平均值。
(2)偏磁调节中，在每个电流的采样点上都计算出以当前点为终点的前一个正弦周期的电流中心值。即，每次计算的中心值是以当前点为终点的前N个点的平均值(N为一个正弦周期的采样/调控点数)。
如，在计算第k点时，前一个正弦周期的原边电流中心值为Ir(k)=Σj=k-N+1k(Ioj′′-dm)N]]>第k+1点时，前一个正弦周期的原边电流中心值为Ir(k+1)=Σj=(k+1)-N+1k+1(Ioj′′-dm)N]]>其中Io″为原边电流采样值的数字量。
(3)将计算所得到的电流的中心值与零相比较，如果两者之间的差值小于事先设定的调节限值，可考虑不调节，即让偏磁调节不起作用；如果两者之间的差值大于所设定的调节限制，偏磁调节就会起作用。如电流中心值大了，说明输出含正的偏置，那么就将当前正弦基准与反馈的误差E减小一点；如果电流中心值小了，说明输出含负的偏置，那么就将当前正弦基准与反馈的误差E增加一点。
这样，只要反馈电流中含有直流成分，该调节器就会以此方式对它进行调节。
根据本发明所设计的装置如图3所示，本发明的正弦波逆变器偏磁的控制装置是一种数字控制的50Hz 6KVA的单相UPS。它由逆变功率电路10、逆变控制电路20和输出变压器30组成。
逆变控制电路20包括逆变器的逆变器电流采样电路1、输出电压采样电路2、微控制器3以及功率管的驱动电路4；所述的输出变压器原边电流采样电路1包括霍尔传感器11、电流调理电路12和第二A/D转换单元13；霍耳传感器11采样输出变压器30原边电流，其输出端经过采样电流调理电路12与第二A/D转换单元13连接；所述的输出电压采样电路2包括输出采样变压器21、电压调理电路22和第一A/D转换单元23；输出采样变压器21采样逆变输出电压，其输出端经过电压调理电路22与第一A/D转换单元23连接；微控制器3输出的正弦脉宽信号经隔离驱动电路4后连接功率开关管。
本实施例中的微控制器3采用的是数字信号处理器芯片TMS320F240。A/D转换器13、23采用的是TMS320F240芯片本身自带的模数转换器。图3为样机的总体结构框图，图4、图5分别为图3中的逆变器电流采样电路1和输出电压的采样电路2。由于TMS320F240芯片为单电源供电，反馈给TMS320F240芯片的信号不可为双极性的，因此图4和图5都采用了叠加直流偏置的调理电路。
图6为本实施例在采用本发明时的逆变系统输出电压、逆变器原边电流实验波形。CH1为输出电压(采样变压器变比为220∶18.9)，CH3为原边电流(电流霍尔规格为50A∶50mA，采样电阻为100Ω，即采样系数为10∶1)。由图可见，本发明可很好地抑制偏磁。
权利要求
1.一种正弦波逆变器偏磁的控制方法，其特征在于该方法包括采用输出电压进行闭环调整和采用逆变器电流进行闭环调整两个步骤。
2.根据权利要求1所述的正弦波逆变器偏磁的控制方法，其特征在于所述的输出电压闭环调整是先以变压器采样逆变器的输出电压，接着将采样变压器的输出电压以电阻进行降压处理，降压后的反馈电压信号再经电压调理电路后叠加上直流偏置dm，然后将叠加过直流偏置的信号送到A/D转换器进行模拟量到数字量的转换，最后A/D转换器再将转换所得到的结果送到微控制器的相应内存单元；微控制器根据采样电压实时计算输出电压调理电路的偏置电压值，同时还实时计算数字电压调节器的输出值的平均值，并通过闭环调整将其校正至设定值，以消除逆变器偏磁或消除输出电流的直流分量。
3.根据权利要求2所述的正弦波逆变器偏磁的控制方法，其特征在于所述的设定值为保证逆变器电流的直流量小于逆变器满载电流值的2％。
4.根据权利要求1所述的正弦波逆变器偏磁的控制方法，其特征在于所述的逆变器电流闭环调整是首先将电流霍尔传感器串于逆变桥的输出与输出变压器相连的传输线上或逆变器输出电感的传输线上，并以采样电阻将霍尔电流传感器所采得的逆变器电流信息以电压的形式表示出来；接着，将该电压形式表示的反馈电流经过采样电流调理电路叠加上直流偏置dm，然后将叠加过直流偏置的信号送到A/D转换器进行模拟量到数字量的转换，最后A/D转换器再将转换所得到的结果送到微控制器的相应内存单元；微控器根据电流采样的结果实时计算电流的偏移量和需要的动态调整量，并通过闭环调整将数字调节器的输出中心值校正到预先的设定值，以消除逆变器偏磁或消除输出电流的直流分量。
5.根据权利要求4所述的正弦波逆变器偏磁的控制方法，其特征在于所述的设定值为保证逆变器电流的直流量小于逆变器满载电流值的2％。
6.一种根据权利要求1所述的控制方法设计的正弦波逆变器偏磁的控制装置，它是由逆变功率电路和逆变控制电路组成；其特征在于所述的逆变控制电路包括逆变器的电流采样电路、输出电压采样电路、微控制器以及功率管的驱动电路；所述的逆变器电流采样电路包括霍尔传感器、电流调理电路和第二A/D转换单元；霍耳传感器采样逆变器电流，其输出端经过采样电流调理电路与第二A/D转换单元连接；所述的输出电压采样电路包括输出采样变压器、电压调理电路和第一A/D转换单元；输出采样变压器采样逆变输出电压，其输出端经过电压调理电路与第一A/D转换单元连接；微控制器输出的正弦脉宽信号经隔离驱动电路后连接功率开关管。
全文摘要
本发明公开了一种正弦波逆变器偏磁的控制方法，该方法包括采用输出电压进行闭环调整和采用逆变器电流进行闭环调整两个部分。所述的控制装置由逆变功率电路和逆变控制电路组成；逆变控制电路包括逆变器的电流采样电路、输出电压采样电路、微控制器以及功率管的驱动电路。其控制方法为微控制器根据采样电压实时计算输出电压调理电路的偏置电压值，实时计算数字电压调节器的输出值的平均值，并进行闭环调整。本发明主要以软硬件结合的方式来消除数字量化截断误差积累的影响以及调理电路的基准不准造成的开关管驱动信号的不对称，这样就消除了控制电路对输出变压器偏磁的影响。具有可动态抑制偏磁、系统可靠性高的优点。
文档编号H02M7/40GK1645731SQ20041001525
公开日2005年7月27日 申请日期2004年1月19日 优先权日2004年1月19日
发明者陈成辉, 李明珠, 邢岩 申请人:厦门科华恒盛股份有限公司