不换向纯直流鼠笼电动机的制作方法

专利名称：不换向纯直流鼠笼电动机的制作方法
技术领域：
本发明是由IGBT电子开关管取代直流电动机碳刷后成为半波工作状态的电流永不换向的纯直流电动机，由IGBT开关管控制感应电极绕组导通方波电压向鼠笼型转子输入能量，断电后由续流二极管放电给储能电容器充电成为恒定磁极绕组的激磁直流电源，因此功率因数等于1，是效率最高的电动机。
背景技术：
历史上有人企图采用开关管取代直流电动机的换向碳刷，由于仍采用直流电动机同步工作方式，电流换向与电动机转速同步，而转速与外负载有关，外负载变化是不可予知的，因此无法精确控制电流换向时间而失败。如果换一种思路，使电动机工作在异步状态，因此仍采用鼠笼型转子，定子由恒定磁极对转子加速，采用感应电极绕组导通单方向方波脉冲电压向转子输入能量，断电后感应电极绕组经续流二极管向电容器放电，电容器储能后又成为恒定磁极绕组的激磁直流电源，这样感应绕组电流上升到极大值，然后放电又下降到0，与直流电动机电枢电流在半个方波内的电流变化相一致，转子又工作在异步状态，自动与电动机负载保持平衡。与电枢电流不同的是，电流下降为0后，电压不换向，再重复导通同极性方波电压，放电时电压换向，电流下降为0，成为电流永不换向的纯直流电动机。但这必须给出电动机转矩的定量关系才行，转子的转矩等于作用力与转子等效旋转半径的乘积，由于电磁学理论给不出电动机转子的旋转作用力的定量关系，转矩曲线是由实验测量得出的，因此无法知道转矩与电流、电压、磁通量及转速之间的定量关系。
实际上变频调速电动机之所以采用模糊控制、矢量控制或转矩控制这种定性分析的理论，就是将问题化解成复杂的七阶系统仍然无法求解转矩的定量关系，只好采用分析方法来滞后调整控制，使电动机响应速度很慢。由于电磁学理论无法求解鼠笼电动机转矩的定量关系，也无法给出直流电动机电枢电流的矢量关系，电枢交流阻抗应该与交流电动机定子阻抗是一致的，否则电枢电流就会出现短路状态。所以电枢电流应包括激磁电流和有功电流，但电枢电流与电压同步变化，导通交变的方波电压时有功和无功电流都由0线性上升，在电压不换向情况下又线性下降为0，如何区分激磁电流与有功电流呢？与交变的方波变压器一样如何用矢量给出电压及电流矢量关系？变压器二次线卷电流为什么与电压反向，也就是电子运动方向与电场作用力方向相反，是什么力使电子克服电场力而反向运动呢？当变压器二次线卷出线口发生短路时，变压器不向外输出能量了，短路电流的能量要比激磁电流的能量大几百倍，如此小的磁场能量怎么能产生如此大的短路能量呢？短路能量又是存在于那里呢？漏磁通远小于主磁通，总不会漏磁通能量比主磁通能量还大吧？当采用开关管控制变压器输入方波交变电压时，电压值固定不变，只有正、负两种状态，电压换向时是突变的，又不是连续函数，电磁学如何给出方波工作状态的矢量关系呢？另外当变压器合闸过渡过程中，激磁电流与电压相位差也不是90°，这与电枢电流相类似，与电磁学理论中有功电流与激磁电流相位差等于90°有矛盾。
这么多常识性的技术问题电磁学都无法给出合理解释，更重要的是电磁学理论将产生电流的运动电子的动能忽略了，电子质量虽小，运动速度却极大，那么忽略运动电子动能后，在电磁场能量转换过程中能满足能量守恒定律吗？所以说电磁学的逻辑关系并不严密，因此存在错误和矛盾，如果不纠正其错误和矛盾，就无法解决上述技术问题。因此本发明的理念与电磁学理论不一致，如果不首先介绍本发明的理论依据，会对本发明的科学性无法理解。下面先介绍本发明的理论依据。
电磁学理论中存在的错误和矛盾，电磁学给出的电磁感应定律、电感系数定义式及变压器感应电动势分别为下式 u=2π2fNBS---(3)]]>当磁通密度B为正弦函数时，(3)式可由(1)式导出，因此(1)式与(3)式应一致，将(1)式修改为(4)式才是正确的。
(1)式修改为(4)式后，将(2)式代入(1)式后又与(3)式相差N倍，因此(2)式应修改为(5)式才是正确的。
长期以来，电感系数L的理论定义式与实际不符，实际应用技术采用经验公式或实测L值，其原因是电磁学理论将L的定义式错误的提高N倍造成的。于是变压器感应电动势、电磁感应定律、电感系数定义式应分别为下式才是正确的u=2π2fNBS---(3)]]> 磁路基尔霍夫第二定律也同样存在与实际不相符合的错误。当铁磁质磁路中存在气隙时，气隙中的磁动势由激磁电流提供，认为1毫米气隙需要800安匝磁动势才能产生1wb/m2的磁通密度与实际不符。采用没有短路环的交流接触器铁心将气隙固定为1毫米时实测磁通密度等于1wb/m2时的磁动势为400安匝，比基尔霍夫磁路第二定律给出的理论值小一半。这个结果容易理解，铁心中的磁化电流产生的磁通量与永磁体一样可以在气隙中产生磁通量，所以气隙中的磁通密度B是由磁化电流和激磁电流的磁动势共同产生的，二者各占一半。
由于基尔霍夫磁路中第二定律的错误导致将电动机空载电流认为等于激磁电流，实际上电动机空载电流接近一半是转子导条中的无功电流产生的。如果采用没有导条的转子取代电动机转子会发现激磁电流要比空载电流减小一半左右。
可见电磁学理论存在着错误，应进一步完善。
由量子力学推理出的电子模型1925年由乌伦贝克与高法斯密特证实电子具有固定的动量矩ps=12h2π,]]>还具有固定的磁矩us=eh4πm.]]>由此可得基本粒子的磁矩与动量矩之比为下式
μs=ge2πps---(6)]]>电子的g因子数为2，因此μsps=em.]]>如果将电子看作是以半径为R，以圆心为轴作自旋运动的圆盘，仍然遵守牛顿力学动量矩的定量关系，动量矩等于转动惯量 与自旋角速度ω＝2πf的乘积可得下式ps＝mR2πf ………………………(7)m--是电子质量，R--是圆盘半径，f--是自旋频率，f=1T,]]>T--是自旋一周的时间，e--是电子带电量，h--是普朗克常数。
按牛顿力学可得电子自旋频率等于周期倒数f=1T---(8)]]>电子带电量e分布在圆盘的周长上，自旋电流I等于带电量e与周期之比，可得I=eT=ef---(9)]]>按电磁学理论自旋磁矩μs等于电流与包围面积πR2的乘积，可得μs＝IS＝efπ R2………………………(10)由(10)式与(7)式之比可得(6)式。将ps=12h2π]]>代入(7)式可得mR2πf=h2πR]]>R2πf＝v，记λ＝2πR为电子自旋波长λ＝2πR ………………………(11)于是得到微观基本粒子的动量关系式如下mv=hλ=h2πR---(12)]]>上面采用牛顿力学及电磁学导出量子力学的基本规律，说明经典理论与量子力学的一致性。
假设电子圆盘周长的自旋线速度等于光速c，代入(12)式可得圆盘半径RR=h2πmc=3.865×10-13---(m)]]>f=c2πR=1.234×1020---(Hz)]]>
电子自旋电流I等于带电量e与周期之比，I=eT=e f=19.75---(A)]]>由(12)式写成mc 2πR＝h上式两边分别乘以 可得12mc2=12h f---(13)]]>可得电子自旋动能Wc等于最小能量子的能量， 是电子自旋量子数。
Wc=12mc2=12h f=4.09×10-14---(J)]]>由于电磁学理论给不出圆环外测带电体的电场固有能量，可认为圆盘电子与经典球形电子的电场固有能量Wk=12ke2re]]>相等，将电子经典半径re代入上式可得Wk=12ke2re=4.09×10-14---(J)]]>可见电子自旋形成圆盘形状的电场能量与经典球形电子电场能量相等。电场能量等于电子动能，也应等于磁场能量 于是可得 将I＝ef代入上式可得电子自旋磁通量e由下式给出。
于是得到电子的电场能量等于磁场能量，同时等于电子自旋动能，等于最小能量子能量。电子不但具有电场性质和电场作用力，同时也具有磁场性质和磁场作用力。电子围绕原子核做轨道运动时，磁场的方向是固定的，当电子固有磁矩方向翻转180°或360°时才能形成暂稳态或者稳定的轨道半径，这就是电子轨道能级取分离值的原因。
电子圆盘模型与经典模型的能量相等，二者体积也应相等，按经典模型体积 计算电子的密度ρ=3m4πre3=9.7×1012,kg/m3,]]>构成电子的物质密度比黄金高出5×108倍之多。可见构成电子的物质具有宇宙中构成绝对黑体星球物质的属性。这将对电子物质的认识有一个直观的概念，因此对电子质量是不能忽视的。
由量子力学推论出的电子模型说明电子自旋产生电流，电流又产生磁场，因此磁场能量就是电子自旋的动能。所以磁场能量并非储存在空间中，而是以运动电荷为载体，并且以动能形式存在的能量。
同样宏观电路中电流产生的磁场能量也不是存在于空间中，而是以导线中运动电子为载体的能量，并且是以电子运动动能的形式存在于导线中。真空磁场或铁磁质磁场都是如此。
铁磁质磁化过程中并没有改变电子轨道半径，只是将电子自旋磁场方向改变为与宏观磁场一致的方向上，因此磁化过程并不吸收能量，激磁电流能量仍然是以电子动能形式存在于导线中。用永磁体可将多块铁磁体磁化，而每块铁磁体被磁化后同样成为永磁体了，说明每块铁磁体磁化过程中并没有吸收能量。因为每块铁磁体被磁化后，原永磁体的磁场强度并没减弱，如果每块铁磁体磁化过程吸收了能量，那么原来的永磁体不就成了可以不断输出能量的永动机了吗？可见无论是永磁体或者是软磁材料的磁化过程是不吸收能量的。所以激磁电流的能量是以导线中运动电子动能形式存在于导线中。宏观电路中电子运动动能为简单起见，假设线卷是半径为r的圆环，导线平均周长为2πr，外加电源电压u1，则电场强度E=u12πr,]]>导线中自由电子受电场作用力F为下式F=Ee=u1e2πr---(15)]]>按质点运动学作用力等于电子质量m与加速度a的乘积，F＝ma，电子走过一周的时间记为t，则最大速度vm＝at，由周长等于 可以得到vm=4πra=2u1em]]>于是得到动能公式u1e=12mvm2---(16)]]>(16)式是外加电压与电子动能的定量关系式。电场力对导线中自由电子产生的作用力与电子定向速度方向一致，电流i=et=ev2πr=ef,]]>f是电子走过一周的频率。
电子定向运动产生电流在变压器铁心中形成磁场。磁场对导线中定向运动电子的作用力仍然是洛仑兹力，将磁场力记为F，则F＝ev×B＝2πri×B………………………(17)速度v就是电流i的方向，因此v、i、B是矢量，而周长2πr是标量，N匝导线总长为l，将上式中2πr用导线总长代替后，可推广到任何形状的回路中。(17)式说明磁场力不作功。
由于磁场力与电子运动速度相垂直，只能将电子沿电场力方向的定向速度改变方向，使电子定向速度转化为旋转速度，使电子定向速度vm降低为v，并且将vm转化为旋转速度v，真空感抗电压降u对应的是旋转速度v，由于真空感抗电压降u大于直流电阻电压降u1，因此 电流i对应的是速度v，定向速度与旋转速度的动能之和等于二者合成速度极大值vm的电子动能。而电子碰撞损失的速度转化成热损耗能量，包括铁损能量。
当N个电子走过一周时形成的电流为I，I是由电子定向速度v产生的，v小于最大速度vm，因为vm包括旋转速度和热损耗的损失速度。则I=Nev2πr=Nefe---(18)]]>注意fe是电子走过一周的频率，而不是外加电源电压的频率。同样宏观电路中磁矩与动量矩之间的关系如下，由于N个电子对圆心的转动惯量等于 因此动量矩ps为下式ps=12Nmr22πfe---(19)]]>磁矩μs仍为下式μs＝Iπr2＝Nefeπr2………………………(20)得μsps=e2m---(21)]]>由于转动惯量存在 的系数，而电子自旋磁矩和动量矩关系与宏观电路(21)式完全相符合。(16)式是电场力作功的能量，因此u1e等于电子定向速度v的动能，v是定向线速度极大值。
u1e=12mv2]]>efe等于1个电子的电流，激磁电流由N个电子定向运动产生。导线总长度l与频率f乘积等于定子定向运动速度极大值v，因此电场力作功的能量u1e等于激磁电流能量，是存在于导线中，以电子定向运动动能形式存在。激磁电流电子旋转速度记为v，激磁电流I引起的磁通量记为，则 电子在导线中定向运动速度的大小和方向是交变的，就具有波的属性。电源电压为u1，频率为f，波长为λ，则电子定向运动速度v等于波长λ与频率f的乘积。
v＝λf……………………………(23)波长λ并不等于导线长度l，导线长度l对应的频率是fe，但是l与fe乘积同样等于v，因此有下式成立λf＝l fe＝v ……………………………(24)(24)式物理意义是激磁电流极大值不变时，相当于磁通密度B的极大值不变，这时电压增大的倍数等于频率增大的倍数，也就是u1T＝常数，说明电子以定向速度v走过导线重复的次数n=λl.]]>因此一个电子引起的电流i=n e f=n evλ,]]>N个电子在导线中引起的电流为下式iN=Nn e fvλ---(25)]]>到此证明了真空磁场能量是以电子定向运动动能的形式存在于导线中，并非存在于磁路中，实际上导线回路不是圆周时，只要以线速度v取代角速度，就可以推广到任意回路的导线中。同样铁磁质磁路的磁场能量也存在于激磁线圈的导线中，电源电压与主磁通的感应电压之差等于激磁线圈真空的感抗压降，电子定向速度动能是由真空感抗压降产生的。而主磁通磁场力也是与电子定向运动速度相垂直，因此主磁通磁场力同样使电子定向速度产生旋转速度，只不过是旋转方向与真空磁场力不同，由于主磁通磁场力大，消耗电子定向速度是与主磁通密度B成正比增大，因此电子旋转速度动能增大。所以铁磁质磁路的能量同样以电子动能形式存在于导线中。电子定向运动速度v对应的是等于RI的直流电阻电压降，旋转速度v对应的是等于Li的真空感抗电压降。当有铁磁质磁路存在时旋转速度ve对应的是LBiB感应电动势。
实质性技术内容根据上述理念电流是真空感抗电压降电场力对导线中的电子作功产生定向速度形成的，电子运动方向与电场力一致时，电场力作正功，加速电子使电流上升；当电子靠惯性力与电场力反向运动时，电场力作负功，使电子减速引起电流下降。磁场力对导线中的电子作用力同样是洛仑兹力，与电子速度相垂直，在电流上升阶段内将电子定向速度转化成旋转速度，电子动能以旋转速度形式储存在导线中，当电流下降阶段内磁场力将电子的旋转速度转化为与电场力反向的定向速度使下降电流与上升电流相等。所以磁场能量存储在导线中是以运动电子旋转速度形式存在的，并非储存在磁路中。因此电流、磁通量、电子运动速度及动能是逐渐积累起来的，这些物理量都不能突变，只有导线两端电压这个物理量可以突变。能量是电场力及磁场力对电子作功产生的，是以电子动能形式存在，动能等于速度的有效值的平方与电子质量的乘积，速度有效值等于极大值与之比，所以功率等于电压和电流的有效值的乘积，而不是平均值的乘积。电流方向与电压只有两种状态相同或相反，为简单起见将电压和电流作为标量来处理，分析电动机运行参变量的定量关系会使问题简化。所以矢量关系只是处理正弦波形电压和电流的一种手段，而这种矢量关系不适用于直流电动机或方波变压器。电流与电压之间关系的本质是电子运动惯性力与电场力之间的关系，而磁场力不作功，使电子产生旋转速度后，保证了运动电子不会入射到正离子上而复合，如果电子与离子符合电压就会等于0，这个物理过程与电子向原子核入射过程一样，电子不会入射到原子核上去是一样的道理。
电磁学理论认为有功电流与电压同相位是错误的，同相位的实质是同步变化，有功电流与电压始终成正比。那么直流电动机电枢输入的方波电压，有功电流与电压同相位，有功电流就应该也是方波，而且有功应该是突变的，事实上包括有功电流在内的电枢电流是线性上升和下降，并且有功电流与激磁电流同步上升和下降，因此电压和电流作为矢量只适用于正弦波形的电压及电流的定量关系。交流电动机的有功电流也是转子导条回路产生的，旋转的转子导条回路相对定子磁极位置相差半个磁极，空间角相差 转子导条回路中有功电流相对定子绕组感应电压的相角差也是 所以将电流和电压作为矢量处理问题时是一种手段，而不是物理本质的反映。处理电动机转子定量关系时采用标量关系可以使问题简化。这样就可以求解鼠笼电动机转矩的定量关系了。
转子导条长为l以速度v旋转，导条回路引起的动生电动势记为u2，与定子磁极交链的磁通密度记为B，则u2＝Blv …………………… (26)如果转子以同步速度vf旋转时，二分之一周期走过一个磁极位置，因此产生动生电动势记为u1，u1等于定子绕组1匝导线的感应电动势，则u1＝Blvf…………………… (27)转子导条回路阻抗为x，则电流由(3)式给出I=u1-u2x=Blvf-vx---(28)]]>转子导条受磁场作用力F为下式F=Bl,I=B2l2vf-vx---(29)]]>F不应与气隙垂直而是应转过θ角的吸力，导条电流滞后使F与气隙才能出现夹角θ，吸力F等于F与Sinθ的乘积，θ角越大越好，但θ增大气隙变大，激磁电流增大，因此θ角应适当。则 转子等效半径记为r，则电动机转矩T等于F与r的乘积，转子导条数为NT=NrB2l2vf-vxSinθ---(31)]]>当电动机负载大于额定值后，vf-v数值变大，说明导条回路处在发电机工作状态的时间变长，即与定子磁极位置偏移 角的数值变大，vf-v这个值表示导条回路与磁场作用力成为阻力时间的长短，偏离 角越大，成为阻力时间越长，导条回路电流上升值越大，功率因数下降越快，这就是负载超过额定值后，效率下降的原因。得出上述定量关系后，可以设计半波整流纯直流电动机了。
现有鼠笼电动机定子一个磁极中包围多个齿，只有使齿与齿之间的磁通密度出现递增和递减，才能保证出现夹角θ，否则磁场力与气隙垂直时转子就无法产生向前旋转的力了，因此要求采用叠加绕组或同心绕组使每个齿的磁通密度B递增或递减。本发明采用开关管控制激磁电流，每齿是一个磁极增大了齿间磁通密度的差值。例如24槽就形成24个磁极，其中12个齿为正、负恒定磁极，正、负恒定磁极之间空出1个齿，空出的12个齿构成正、负感应电极，恒定磁极与感应电极交叉布置。恒定磁极正、负绕组反向串联用恒定直流电压激磁，因此磁通密度B恒定不变。而感应绕组正、负反向串联，经开关管与直流电压接通，输入单方向方波脉冲电压，当磁通上升为极大值后断电，断电后电流经续流二极管向电容器充电，充电后的电容器成为恒定磁极绕组的激磁电源。放电电流与磁通密度同时下降为0，这样感应绕组的磁通密度线性上升和下降，相当于半波工作状态，电流永不换向。因此可以向转子输入感应电压，使转子导条产生电流，保证了定子相邻齿的磁通密度各不相等，转子导条电流使转子磁路滞后定子齿产生前进的旋转速度。转子导条受力是前进的旋转方向，与磁场吸力一致。显然本发明形成定子相邻齿磁通密度的差值大于由叠加绕组或同心绕组形成的差值，又由于感应绕组通电频率提高，可以按比例减少导线匝数，增大导线截面积降低铜损，因此提高了电动机的工作效率。恒定磁极绕组激磁是直流电压，减少了激磁能量，又可任意选择激磁电压及激磁线卷电阻值，使控制灵活性提高。感应绕组改变方向后电动机可以反转。
本发明与直流电动机工作状态相类似。直流电动机将电源直接输入给电枢，而本发明由感应电极以感应电压向转子输入的电压是反向的，因此是电压换向，电流线性上升和下降而不换向。转子导条回路同样是电流线性上升和下降。因此转子受磁场作用力方向一致产生加速旋转力。由于感应绕组是单线卷因此可按变压器公式设计匝数及同步频率。
u＝4.44fN Bs×10-8本发明的思路是电场或磁场自身具有的固有能量是较小的。但是电场力对形成电场以外的电子作功产生的能量以动能形式存在，而磁场力将电子定向速度转变成旋转速度后不会将形成电场的电荷复合掉，这与电子无法入射到原子核内是一样的道理。电流不换向的情况下由感应电极向转子输入能量。按这种思路，可以设计另一种形式的定子磁极。定子的恒定绕组也可以包围两个齿，其中一个齿由同极性的感应绕组包围，感应绕组相当于电阻起动的单相电动机的短路绕组形式。恒定磁极绕组与感应电极绕组共同包围一个齿，但这时电动机不能反转了。
无论那种形式的感应绕组对于大容量电动机断电后放电电流能量可能大于恒定磁极需要的激磁能量，这时就可以将感应绕组两端分别串接一只IGBT开关管，与两只续流二极管构成桥式整流回路，断电后使感应绕组向恒定磁极激磁电容器放电，激磁电容器再经二极管向电源放电。这样低转速时，恒定磁极激磁电压小于电源电压，不影响调速范围，而当转速提高到一定值后，激磁电压等于电源电压时，过剩能量回馈给电源，不致于浪费了放电电流的能量。
本发明的控制器采用IGBT电子开关管只通过导通电流，而断电后放电电流经过二极管而不经过IGBT开关管，因此开关管通过的电流值减小一半。而变频调速逆变器中的开关管导通的电流是两相叠加电流值，比单相电流值大倍。串联的两只IGBT电子开关管不同时导通和关断，又分别与两相绕组串联，耐压值提高一倍。而本发明串联的两只开关管同时导通和关断，耐压值减少一半，导通时的电流要比变频器中开关管小，是其 之一，断电后又由续流二极管取代开关管使电流降低一半，因此本发明两只开关管导通的电流值是变频逆变器中开关管的 之一。承受反向电压又降低一半，只此本发明的开关管是变频逆变器开关管总容量的 之一，开关管容量由6只变为2只后，容量下降为七分之一，相当于开关管成本是变频逆变器开关管成本的七分之一。控制程序又简单，电动机导线用铜量可降低一半以上，总成本比原鼠笼电动机还低。要求精确控制转速时可以采用霍尔电流元件测量感应绕组电流值实现准确控制。一般情况可不必测量感应绕组电流值。当调速时，只要改变开关管导通时间的占空比即可。但断电时间只能大于或等于导通时间。当断电时间大于导通时间，转子导条会出现反向电流，相当于电动机空载运行。
有两种控制方式一种是控制开关管在感应绕组电流下降到0前开始导通。另一种是控制开关管在感应绕组电流下降到0后再导通。因此本发明电动机运行方式有两种，第一种是感应电极磁通密度B在极小值与极大值之间变化的稳定运行方式，另一种是感应电极磁通密度B在0与极大值之间变化的稳定运行方式。


附图1是小容量电动机定子绕组与电源及开关管和续流二极管主回路接线图。
附图2是大中容量电动机定子绕组与电源及开关管和续流二极管主回路接线图。
实施例1不换向纯直流鼠笼电动机由控制器及直流型定子鼠笼型转子电动机构成，直流型定子由正、负恒定磁极及在它之间布置的正、负感应电极构成，仍采用鼠笼型转子。定子齿数应该是4的整数倍，这样才能构成正、负恒定磁极与正、负感应电极数相等。转子导条根数最好比定子齿数多50％左右，这样正、负感应电极之间大约夹两根转子导条数，不要出现起动时的死角状态。恒定磁极绕组正、负反向串联形成独立绕组，而感应电极绕组正、负反向串联也形成独立绕组。小型电动机按附图1接线。
电源由桥式整流经滤波电容器C0储能后与感应绕组Le串联，感应绕组经IGBT电子开关管G与电源负极接通。要求精确控制转速时，感应绕组与开关管经霍尔电流元件H串联接通，一般情况的电动机可取消霍尔电流元件H，不必测量Le绕组电流。当开关管关断后，感应绕组Le放电电流经续流二极管Z向储能电容器C1充电，因此Le放电时经Z及C1形成闭合回路。C1充电后作为恒定磁极绕组L1的激磁电源，因此L1与C1并联。当G导通时C0与Le、H、G形成导通的闭合回路，这样Le通电时是一个回路，Le放电时电流又经过另一个闭合回路。附图1是主回路接线图，IGBT开关管的控制回路没有画出。本发明恒定磁极绕组电流是恒定值，而感应电极绕组电流是线性上升和下降的半波状态，始终重复这样的半波状态工作。这种工作状态与其他现有任何电动机都不同。
实施例2电动机容量是大中型时，电动机本体结构与实施例1相同，不要求调速时定子绕组可以按恒定正、负磁极包围两个齿，其中一个齿由感应绕组正、负电极绕组包围，类似与电阻起动单相电动机那样。当然反转电动机就必须要求恒定磁极一个齿一个极，正、负恒定磁极之间分别设置正、负感应电极，正、负感应电极也是一个齿一个电极，主回路接线图如附图2所示。
电源经三相桥式整流后经滤波电容器C0储能，作为直流电源。感应绕组Le首端及末端分别各经一只IGBT电子开关管G1和G2与直流电源C0形成闭合回路，这是感应绕组导通状态的闭合回路。当G1和G2同时关断后，感应绕组电流分别经续流二极管Z1和Z2向储能电容器G1充电，G1充电后成为恒定磁极绕组L1的激磁直流电源。因此L1与G1并联。C1又分别经隔直二极管Z3和Z4与直流电源C0构成放电回路，当激磁直流电源C1的电压大于C0电压时，C1向C0充电，将放电能量回馈给电源C0，避免过剩放电能量浪费掉。当要求精确控制转速时，感应绕组Le经霍尔电流元件H与开关管C2串联，测量Le电流值精确控制电动机转速。一般情况下，电动机转速不要求精确控制时，可不设置霍尔电流元件H，不测量Le的电流值而直接控制G1和G2导通和关断时间的占空比来调速。两只IGBT电子开关管同时导通和关断，这与变频逆变器两只串联IGBT开关管不同时导通和关断是有实质性区别的。
本发明是在申请号为200610045810.4的发明专利《量子化调速鼠笼电动机》的基础上改进而成，《量子化调速鼠笼电动机》将感应绕组断电后放电电流经续流二极管直接短路了，因此放电时间长，难以提高电动机的转速。本发明将感应电极绕组断电后放电电流经续流二极管向储能电容器G1充电，提高了放电电压使放电时间缩短到可以与通电时间相等，电动机转速与正常鼠笼电动机一致。另外，由于感应电极一齿一极，因此极数比原鼠笼电动机的极数提高K倍，例如比24槽时的4极电动机提高3倍，因此K＝3，这样感应绕组导通频率相当于提高3倍，因此感应绕组的线卷匝数可降低原鼠笼电动机的 。导线截面积可相应提高，电动机出力也相应提高。
权利要求
1.不换向纯直流鼠笼电动机由控制器及直流型定子鼠笼型转子电动机构成，直流型定子由正、负恒定磁极及在正、负恒定磁极之间布置的正、负感应电极构成，仍采用鼠笼型转子，而控制器由IGBT电子开关管将感应电极绕组与直流电源接通，输入单方向方波脉冲电压，断电后感应绕组电流经续流二极管向储能电容器放电、充电后的电容器成为恒定磁极的直流激磁电源，测量感应绕组电流值控制导电占空比实现无级调速。
2.根据权利要求1所述，直流型定子由正、负恒定磁极及在正、负恒定磁极中间布置的正、负感应电极构成，正、负感应电极每极只由1个齿构成，而正、负恒定磁极有两种型式一种是每极只由1个齿构成；另一种每极由两个齿构成，其中一个齿由同极性感应绕组包围形成同极性的感应电极齿，这时电动机不能反转。
3.根据权利要求1所述，控制器有两种型式，一种控制器由1只IGBT电子开关管将感应绕组与直流电源接通形成闭合回路，断电后经1只续流二极管向储能电容器放电，另一种控制器由两只IGBT开关管与感应绕组首、末端相连与直流电源接通形成闭合回路，断电后感应绕组首、末端分别经隔直续流二极管向储能电容器放电，两只IGBT电子开关管与两只隔直续流二极管构成桥式整流回路，储能电容器又分别经两只隔直二极管与直流电源连接，当储能电容器电压比直流电压高后可将能量回馈给电源。
全文摘要
本发明是由IGBT开关管取代了直流电动机中换向碳刷后成为电流永不换向的纯直流电动机，定子由正、负恒定磁极，以及在正、负恒定磁极之间分别布置的正、负感应电极构成，由IGBT开关管给感应电极绕组输入单方向方波脉冲电压，断电后经续流二极管向储能电容器放电，充电后的储能电容器成为恒定磁极绕组的激磁直流电源，仍采用鼠笼型转子，因此功率因数等于1，所以效率和过载能力与有碳刷的直流电动机相同，而成本比鼠笼电动机还低。
文档编号H02P7/00GK1885688SQ20061004717
公开日2006年12月27日 申请日期2006年7月11日 优先权日2006年7月11日
发明者王有元 申请人:王有元