专利名称：：一种带t型有源电力滤波器结构的tcr型静止无功补偿装置的制作方法
技术领域：
：本发明属于电力系统中静止无功补偿装置(SVC)技术，具体涉及一种带T型有源滤波器结构的静止无功补偿装置的设计方法及其控制方法，特别是本发明涉及到的T型有源滤波器，它可以用于当今新型配电网中的无功补偿装置。
背景技术：
：现代社会从大型工业生产到日常生活都越来越离不开电力供应，除了需要电能成倍增长外，越来越多的用户和用电设备对供电电网质量、取用的电能形态和功率流动的控制与处理提出了更新、更高的要求。无功平衡对提高电网的经济效益和改善供电质量至关重要。随着电力工业的高速发展，超高压、特高压电网相继投入运行，人们对供电质量及可靠性的要求越来越高。由此产生了一系列问题:超高压大电网的形成及负荷变化加剧，要求大量快速响应的可调无功电源来调整电压，维持系统无功潮流平衡，减少损耗，提高供电可靠性。诸如炼钢电弧炉、电气化铁道、可逆式大型轧钢机等动态变化的非线性负荷在运行时，其有功与无功功率随时间作快速变化，导致供电电压波动或闪变、波形畸变、功率因数恶化以及不平衡负荷引起三相电压动态不平衡，从而使电网电能质量恶化。近年发展起来的静止型无功补偿装置(SVC)，是一种快速调节无功功率的装置，已成功地应用于冶金、采矿和电气化铁路等冲击性负荷的补偿上。这种装置在调节的快速性、功能的多样性、工作的可靠性、投资和运行费用的经济性等方面都比传统调相机有明显的优势，取得了较好的技术经济效益，因而在国内外得到了快速发展。通常，SVC由TCR和固定电容(FC)组成。SVC可以提供每一相的无功功率来补偿不平衡负载产生的无功功率，使功率因数趋于l。然而，TCR将会引入谐波电流，因此，必须采取一些手段来消除由TCR带来的谐波电流。通常，可以改进TCR的结构来降低谐波，但这样做对谐波的抑制仅起到有限的作用，却使控制和设计变复杂了。混合式SVC结合了有源电力滤波器(APF)和SVC，它可以提供更经济的解决方案并保持良好的运行效果。在混合式SVC中主要的无功功率和不变的谐波分量由TCR与无源滤波器(PF)来补偿，谐波中的一些易变成份以及其他一些干扰可由有源滤波器(AF)来补偿。这种方法可使AF的额定功率减小，使整个补偿更为经济。然而，其中一些问题必须注意，如电流测量，参考电流的生成，使混合式SVC能够快速反应的控制系统设计。设计快速反应的控制系统是相当复杂的，当今围绕这一主题的讨论十分广泛。
发明内容本发明的目的在于，提出一种新型的混合静止无功补偿装置(svc)及其控制方法，该装置结合了T型APF和SVC，可为无功补偿提供更经济的解决方案并保持良好的运行效果。本发明提出了T型APF和SVC混合补偿的方案，将SVC用于无功补偿，采用较低开关频率，而T型APF作为SVC的输出滤波器，滤除SVC的开关纹波和电力负荷的高次谐波，这种方案能显著改善SVC的补偿性能，提高SVC装置稳定性，减小开关损耗，降低装置成本。下面结合附图和实施例对本实用新型进一步说明。图1是传统APF和本发明提出的APF的电路原理图。图2是本发明提出的TCR-module电路原理图。图3是图2简化后的控制分析系统电路原理图。图4是本发明的APF控制系统原理图。图5是触发角。逐渐变化时TCR-module输出的仿真结果图。图6是触发角从95度变化到135度再到95度时,系统各信号的仿真结果图。具体实施方式图1是传统APF电路结构与本发明的APF电路结构比较图，图中各符号含义如下Vac:主电压源；Zs:电网侧阻抗；L1:滤波电感；Z^:等效负载阻抗；Vd:等效谐波电流源；Vaf:有源滤波器电压逆变器输出电压；CF:交流链路谐振电容其中图lb和d中的Li是线路侧滤波器，L2是负载侧滤波器。如图la图所示，在传统设计方法中，使用串联EMI滤波器第一电感I^来滤除APF-VSI产生的EMI，这样做的同时也为APF产生的高次补偿谐波带来很高的线路阻抗。随着频率的增加，需要控制VSI输出增益也更高。在实际情况下，由于增益的增大将导致闭环系统的不良的波形旁瓣，实现起来十分困难。在本发明中传统设计中的第一电感Li被分为两个电感，如图lb所示，分别为置于电源部分的电感Li和置于负载部分的电感L2。为了保证电源端(Li)电流波形在基波频率下为正弦波，APF-VSI的基波频率下电压波形也必须是正弦波。因此，流入电感L2的谐波电流自然地通过APF-VSI分流至地线。大体上说就是将谐波频率上的输入和输出电流相隔离。如果在控制策略中不包括对基波频率的功率因数补偿，那么负载和电源中基波频率电流是相等的，APF仅仅分离谐波电流。因此，不同于传统的APF，本发明中VSI的输出电压在基波频率附近带宽较窄，从而APF-VSI控制系统对带宽的要求得到了显著的降低。在传统设计中，图lc中的交流链路谐振电容CF在基波频率上产生谐振，使VSI的额定电压降低。图ld是对应的本发明的低电压APF电路图。由于Cf会对低次谐波产生较高阻抗，该设计的带宽要求相对图lb的设计要高。但选择合适的Cp值仍可以使系统带宽要求显著降低。因此，简单并有效降低带宽的系统设计是可以实现的。通过以上原理分析，对传统APF和本发明APF的区别以及本发明APF的特点总结如下1.在传统的APF电路结构中，EMI滤波电感Li与电压逆变器型有源电力滤波器(APF-VSI)相串联。在本发明的APF电路结构中，用于EMI滤波的电感U被分为两个电感，第一电感U置于电源部分，第二个电感L2置于负载部分，本发明将此称为T型结构的有源滤波器。2.传统APF结构需要使用带宽较大的控制电压源，而本发明的APF结构只需使用窄带宽的控制电压源。3.传统APF结构中的APF-VSI输出电压Vaf有谐波分量，而本发明的APF结构中的APF-VSI输出电压Vtf没有谐波分量。4.传统的APF结构不能自然滤除高次谐波，而本发明的APF结构具有固有的滤除高次谐波的作用。本发明提出的这种T型有源滤波器结构可以自然抑制SVC中TCR产生的高次谐波。从而降低APF系统的带宽要求。因此，本发明提出了一个带有T型有源滤波器的TCR型无功补偿装置来改进混合SVC结构，在下文中我们将使用术语TCR-moduk来指代本发明提出的系统模块。图2是本发明提出的TCR-module电路原理图，是由图ld演化而来的，将图ld的负载Zl用TCR来代替，图ld中的电感L2合并到TCR电感Lt中，并在APF-VSI上并联一个电感Lf。这样就得到了图2所示的TCR-module电路原理图。图中各符号含义如下Vab:公共耦合点电压；ZS:线路阻抗；L1:线路侧滤波电感；Cf:交流链路谐振电容；Lf:三次谐波滤波电感；Lt:TCR支路电感；ZL:负载；APF-VSI:电压逆变器型有源滤波器；PFC-VSI:电压源逆变器型功率因数校正器。系统的有源滤波器部分由电容Cf，电感Lf以及和电感Lf并联的APF-VSI组成。电容Cf结合电感Lf是为了消除系统中的三次谐波，在SVC中如果每一TCR支路独立运行的话，三次谐波是系统中的主要千扰成份。TCR部分直接连接到电容Cf的上节点和VSI的下节点上，主要用于吸收谐波电流和调节无功功率。由于采用了本发明的有源T型滤波器结构，电路对TCR支路的高次谐波具有高阻抗特性，这种结构可以抑制高次谐波，因此节省了滤除TCR产生的高次谐波所需的控制成本。为了补偿APF-VSI的损耗并在每个瞬间状态维持直流链路的电压，在VSI和交流线路侧需要一些较小的有功功率交换。如果使用相同的APF-VSI进行功率交换，将会因为基波频率i:很高的谐振电流而造成较大的损耗。为了使损耗减至最小，本发明使用独立的小型逆变器结合变压器来完成直流链路侧的调节。我们称这种设备为电压源逆变器型功率因数校正器(PFC-VSI)。虽然这样做会增加元器件使系统成本提高，但这种提高非常有限，这种装置仅仅是整个APF-VSI的一小部分，而且额定功率也仅有TCR的3~5%。在这样组合体中，可以用三脚的IPM(智能电力组件)来构建PFC-VSI和APF-VSI，这样可以縮小系统的体积。图3是为说明系统控制原理而简化的原理图，其各符号含义与图2相同。图4是本发明的APF控制系统图。图中各符号含义如下V+:正序电压；I+:正序电流；I—:负序电流；电压相角；Ic:谐振链路的电容电流；If:流经电感Lf的电流；k1:五次谐波增益；k2:三次谐波增益；k3:直接比例增益；流经电感Lf的基波电流的估计值；k5:流经电感Lf的三次谐波电流的估计值；Vaf:APF-VSI.的输出电压；ec:差分信号；TCR触发角；VIf:基波电压。下面介绍本发明中的系统控制方法。任何装有有源滤波器的SVC系统的控制都包括两部分，TCR触发角的控制以及APF的控制。这里不再讨论SVC系统的控制，这在已有的文献中已经做过大量的讨论了。为了讨论方便，在此把TCR-moudle连接在A相和B相之间作为参考。TCR模块的控制主要思想是，通过控制SCR的触发角，来得到抵消正序无功功率和负载侧负序无功功率的SVC系统所需的导纳。如图3所示，导纳Br可以用TCR-module的阻抗Zr表示如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>式(0.1)中g(^(i))是TCR电感在基频下的等效阻抗。g(。(i))可以由TCR触发角。(i)表示如下g(冲、由于每一TCR-module都带有独立的有源滤波器，因此本发明提出的SVC系统可以快速消除谐波。由于SCR只可以在半个周期处触发，TCR-module具有一定的离散特性。这种离散特性可以被用于控制系统。APF部分的谐波补偿控制回路包括两部分。一部分是直接反馈控制回路，另一部分是前馈系统。反馈控制回路由控制环组成，控制环用来减小TCR模块的输出电流Ic的谐波分量的。为此，首先对k采样(见图4)，然后滤波器滤除基波频率分量，再作为APF-VSI的输入来调节Vaf，由于滤除了基波频率分量，前馈加反馈可以减小控制的延迟。前馈信息在每个周期的电压峰值出更新。若忽略ESR分量，在每一周期的峰值处，TCR-module产生的无功电流等于零，利用导纳Bref与电网电压Vab'(如图4)的乘积信息，可以快速准确的得到下一周期要产生的无功电流值。因此有关TCR的触发信息也是在这一时刻确定的。前馈信息给出TCR产生的基波频率电流的近似值，并从Ic中减去该值，消除中Ic的基波分量。但这种计算基波频率电压成份的方法并不十分准确。因此为了使参考信号完全去除基波分量，需要利用差分信号ec快速估算出基波频率分量，再乘上适当的系数后反饿到输入端。在得到无基波分量的差分信号ec后，经过放大加到Vaf的输入信号。恰当的放大系数可增强系统性能并消除高次谐波，但如果放大系数过大就会造成不良的增益裕度，因此放大系数的选择不能无限制的大。这个系数在固有一个周期延迟的DSP控制系统中影响很大。因此，需要进行有选择地进行谐波补偿，以消除主要谐波。由一于系统对高次谐波具有自然滤除作用，主要的谐波信号(3次和5次)可以从差分信号ec中分离出来，然后分别乘上增益系数ld，k2，最后加到参考信号vaf中。°控a制环的第二部分是用来平衡流过APF-VSI和电感Lf的电流的。前面己经叙述过了，电感Lf的主要用途是分流基波和3谐波电流分量的。由于电感Lf和电容Cf组成谐振电路，TCR产生的三次谐波电流被自然通过电感分流，然而，为了分流基波电流分量，APF-VSI的电压要做适当的控制。为达到上述目的，主电压和电感Lf两端的电压传输比由主电压及TCR触发角的表示如下7,-。2-CA□(A-^把这个值乘上电压相位角T的sin值就是参考电压值。然后将该值加到APF-VSI的Vaf的参考输入端。为了进一步改善系统性能，电流信号Ilf被直接测量，并在滤除谐波和增大基波误差信号后反馈。直流链路电压的控制由独立的半桥式VSI联合变压器来完成，这在前面已做讨论。这一控制回路其实是一个简单的双向PFC控制系统，在以往文献中已有很多说明了。表l<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table>表2<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table>示例本发明所提出的方法已通过仿真和试验方法进行了验证。算法的仿真是在MATLABSIMULINK工具中进行的。这里我们仅考虑了单个TCR模块的输出特性。系统的元器件参数可参见表1。系统电压假设为交流220V。这里我们注意在三角形连接中，在平衡系统或需要的负序补偿很小的情形下，电容CF的值可以降低。然而，当变压器的电容无功功率加倍时，为了降低变压器的额定功率，可以通过限制TCR产生的最大电感无功电流来实现。和电感W相比，电感Lf上的电压非常小，因此系统的大小及造价会相应的减小。APF-VSI被假定工作在10KHz的工作频率且有一个周期的延迟。这么长的延迟时间，用标准DSP足够完成系统的计算了，如可以使用TI公司的TMS320LF2812DSP。表2标明了系统控制中的各类参数。图5显示了在逐步改变触发角时各TCR模块输出的仿真结果图。TCR-moudle相互独立的发出几乎无谐波的无功电流。可以看出TCR-moudle的无功电流将在系统电压峰值处改变。电流的变化几乎是无阻尼振荡的。本发明所提出的系统即使在输出无功功率非常大的情况下，仍然可以保持这种变化，例如在第一个逐步变换之前无功电流是感性的(图5a)，经逐步输入后变为容性无功电流。图6显示了TCR-moudle系统中的各个信号仿真结果。图6b显示了SVC-VSI电压，可以看出，即使在大的过渡中VSI也并不需要产生很大电压变化。图6c显示SVC-VSI的电流与此类似。另外，SVC-VSI的电流很小，主要含有5次或更高次的谐波电流。在谐波最大时，SVCAPF分担了5-60/。的总电流。另夕卜，SVC-VSI两端的最大RMS电压不会超过系统电压的20%。33%的系统电压可以使SVC-VSI工作达到满意的效果。所以，2-4%额定功率的VSI足够维持系统工作了。表3给出了单个TCR-moudle在不同的触发角时的总谐波失真。从上述仿真结果可以得出结论:本发明的系统在实际应用中，对高于2200V的TCR端电压和高于100t)A的TCR电流，用单纯的鲁棒控制方案不需添加任何变压器是可行的。在这种情况下，额定电压为733V的SVC-VSI足够补偿谐波。在更高电压情况下，采用三级APF设计也可避免连接变压器。由于SVC-VSI的电流很小，它很容易在较高频率下开关。表3单相的TCR-moudleTHD的仿真结果<table>tableseeoriginaldocumentpage8</column></row><table>混合滤波器的概念被改进用于集成有源滤波器的系统的装置。它被提出并应在TCR中来消除谐波。这种有源滤波器很好地替代了无源滤波器，提高了系统的稳定性和效率。在以上描述中仅仅讨论了单相中该滤波器的设计，这种拓扑结构可以很容易的扩展到三相系统中。权利要求1.一种带T型有源滤波器结构的TCR型静止无功补偿装置(SVC)的设计方法。其特征在于，结合了T型有源电力滤波器(APF)和传统SVC，提出了T型APF和SVC混合补偿的方案，将SVC用于无功补偿，采用较低开关频率，而T型APF作为SVC的输出滤波器，滤除SVC的开关纹波和电力负荷的高次谐波，这种方案能显著改善SVC的补偿性能，提高SVC装置稳定性，减小开关损耗，降低装置成本。2.—种权利要求1所述的T型有源电力滤波器的设计方法，其特征在于(1)改变传统APF的结构，把原先和滤波器串联的电感L(用于滤除APF产生的EMI)分成两段L卜L2，L!置于电源侧，L2置于负载侧。(2)在高次谐波频率上，位于负载侧的电感L2将会有很高的阻抗，这样无需额外功率消耗即可抑制负载侧的高次谐波。(3)负载侧的其它谐波以及一些易变的谐波分量由有源滤波器来补偿，这种T型的有源滤波器在结构上能够自然滤除部分高次谐波，从而降低滤波器的功率，而且使滤波效果更好。3.根据权利要求2所述的T型有源电力滤波器的设计方法，可以应用到很多用电设备的滤波装置中，这里把它用来改进混合SVC中的有源滤波器结构，其特征在于，这种新型的混合静止无功补偿装置的设计包括以下步骤(1)这种集成T型有源电力滤波器的TCR型SVC，通过TCR支路来调节无功功率，对冲击性负荷用户进行无功补偿，使功率因数趋于l。(2)由于TCR支路带来一定的谐波电流，采用了T型有源滤波器来滤除谐波。这种T型结构本身对高次谐波有抑制作用，因此有源滤波器在滤除TCR中不稳定、易变的谐波电流分量时，所需功率更小，带宽更低，而且容易实现。(3)APF部分的i皆波补偿控制回路包括两部分。一部分是直接反馈控制回路，另一部分是前馈系统。通过DSP控制APF的电压源，使APF能快速地滤除TCR支路易变的谐波电流，使系统具有快速反应，稳定性高，更易操作等优点。(4)采用电压源逆变器型功率因数校正器(PFC-VSI)补偿APF-VSI的损耗并维持瞬态直流侧的电压，降低系统功耗。全文摘要本发明公开了一种带T型有源滤波器(APF)结构的TCR型静止无功补偿装置(SVC)的设计及控制方法。无功补偿装置采用T型有源滤波器与SVC组成混合SVC，并和小型电压源逆变器型功率因数校正器(PFC-VSI)相连接。装置中APF部分的谐波补偿控制回路由直接反馈控制环、前馈系统两个部分组成；系统的有源滤波器部分由电容C<sub>f</sub>，电感L<sub>f</sub>以及和电感L<sub>f</sub>并联的APF-VSI组成。TCR部分主要用于吸收谐波电流和调节无功功率。由于采用了T型有源滤波器结构，TCR支路的电感L<sub>t</sub>在高次谐波时具有高阻抗的特性，可以自然滤除部分高次谐波。和以往的谐波滤波器不同，这里滤波器和一个低带宽的电压源逆变器共同工作，系统的控制比一般的有源滤波器更为简单，而且不受DSP执行时固有的一个周期的延迟的影响。文档编号H02J3/01GK101262132SQ20071006426公开日2008年9月10日申请日期2007年3月8日优先权日2007年3月8日发明者MansoorKhanMuhammad,之叶申请人:北京博旺天成科技发展有限公司