专利名称：有源电力滤波器的延时处理方法及系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种有源电力滤波器的延时处理方法及系统，属电力电子技术领域。
背暴技术
电力电子装置的广泛应用给电网带入了大量的谐波，谐波污染问题已经引 起人们的高度重视。我国早在1993年通过了限制供电系统及用电设备的谐波污 染标准——《电能质量公用电网谐波》(GB/T-14594-93)。长期以来，传统无源 滤波器在电网谐波治理中发挥了很大的作用，然而，随着现代工业的发展，电 力负荷愈趋复杂，电力系统谐波愈具时变性，无源电力滤波器由于动态性能差、 存在谐振危险，应用场合受到了一定的限制。有源电力滤波器作为一种动态补 偿电网谐波的装置，能有效弥补传统无源电力滤波器的不足，目前已步入实用 化阶段。
有源电力滤波器包括主电路和谐波检测电路两部分，谐波检測部分的精度 直接影响滤波器的谐波补偿效果。传统的有源电力滤波器谐波检测部分由模拟 器件实现，实时性强，但是硬件成本高，且易受温漂、环境变化的影响，导致 其精度低、抗干扰差、电路复杂。随着数字信号处理器(DSP)的发展，基于全 数字化的有源电力滤波器克服了传统滤波器的缺点，易于实现先进的控制算法， 降低了电路成本。然而，数字化系统固有的延时降低了谐波检测的精度，从而 影响了有源电力滤波器的性能。
为改善数字控制的时延影响， 一般需要采用高速的DSP和数据采样芯片， 以减小延迟时间，提高谐波检测精度。然而，此类方法增加了有源电力滤波器的成本，限制了其在国内的应用发展。中国专利02129371.6提出了一种基于瞬 时无功功率理论的分次补偿方法，通过在坐标变换矩阵中加入延迟时间补偿角 分别对各次谐波电流的检测延时进行补偿，有效解决了检测延时问题。但该方 法需要在每个采样周期分别计算一次所需补偿次数的谐波大小，当需要补偿的 谐波次数较多时，会占用大量的DSP计算时间，采样周期较小会导致DSP计算 时间不够而影响系统实现，采样周期较大则会降低检测精度；传统基于傅立叶 变换的谐波电流检测方法，在一个工频周期内采样并存储若干电流值，通过对 该数据的傅立叶分析，得到上一工频周期内谐波电流的信息，有源电力滤波器 将该谐波电流提前一个延迟时间输出，可以消除检测延时的影响。然而，该方 法根据上一周期的谐波电流值补偿当前周期谐波电流，在负载电流突变或工频 周期内时变时，会失去补偿效果甚至导致系统的不稳定。同时，数字化有源电 力滤波器需要实时采样滤波器输出的谐波电流值，用以构成闭环，该电流值中 含有滤波器PWM开关动作带入的高次谐波，为消除采样值中此类高次谐波的影 响，往往在DSP芯片内对上述采样值进行数字滤波，再用滤波后的值构成闭环; 然而，对该反馈信号滤波所带来的延时效应在系统实现时均未被考虑，影响了 有源电力滤波器的补偿精度。
发明内容
本发明的目的在于从谐波检测算法、负载谐波电流采样时机选择和谐波电 流反馈值采样点选择三个方面进行综合优化，减小了数字化延时对有源电力滤 波器补偿精度的影响，缩短了DSP的运算时间，更加适用于中等价格和处理速 度的DSP芯片。
本发明的具体技术方案如下
1. 基于切换算法检溯并计算当前负载的谐波电流值。
首先基于瞬时无功功率理论的瞬时空间矢量法检测负载谐波电流。通过软 件锁相算法，由当前电网电压值uo,ub,uc得到当前电压空间矢量的相位角，利 用该相位角对负载电流iaL,ibL,icL做三相静止到两相旋转的坐标变换，得到瞬时
有功和无功电流ip,iq,ip,iq分别减去各自低通滤波后的值，再经过两相旋转到
三相静止的坐标反变换，得到负载电流中的基波值ial,ib1,ic1,iaL,ibL,icL分别减去 ial,ib1,ic1,得到负载电流中的谐波分量也即滤波器需要输出的谐波电流值
其次，根据计算的谐波值判断负载电流的性质，控制有源电力滤波器的输出 PWM信号。存储当前计算的谐波电流值iah,ibh,ich,将该值与上一工频周期的同 一时刻谐波电流相比较，若其差在给定范围内，认为两个工频周期内负载电流 的谐波含量不变，则根据上一工频周期中超前当前时刻一个延迟时间的谐波存 储值确定滤波器的PWM信号；否则认为两个工频周期内负载电流的谐波含量 发生突变，则根据当前计算的谐波电流值确定滤波器的PWM信号，此时，未 消除有源电力滤波器的数字延时，牺牲其精度来保证系统的稳定性。
2. 针对有源电力滤波器的反馈电流，选择合适的釆样点。
在有源电力滤波器的PWM信号的各开关周期的中点时刻对反馈电流进行采
样，其瞬时采样值为该开关周期内电流分量的平均值，直接用此电流采样值实 现电流闭环控制，可以避免由于反馈电流的滤波延时而降低补偿精度。
3. 针对负载电流，选择合适的釆样时刻。
若DSP所需的占空比装载时间为vt(包括谐波电流计算时间和占空比装载
完成前的等待时间)，则选择超前于占空比装载完成时刻vt的时间点为采样点， 可以有效地减小负载谐波电流检測的延迟时间，提高有源电力滤波器的精度。
4. 由上述负载电流值和有源电力滤波器反馈电流值,构成电流内环;由DSP
芯片内直流母线电压命令值及其实际测量值构成电压外环；通过软件PI调节器 调节系统输出，得到等效的PWM脉冲信号；由该PWM信号驱动相应功率单元， 完成系统实现。
本发明的有益效果是
1. 基于切换算法检测并计算当前负载的谐波电流值，消除了具有周期性谐 波的负载电流的采样延时；保证了负载电流谐波为非周期性时系统的稳定性和 动态响应速度。
2. 通过选择合适的负载谐波电流采样时机和有源电力滤波器谐波电流采样 点，减小了数字化延时对有源电力滤波器补偿精度的影响。
3. 上述方法无需占用大量的DSP运算时间，易于全数字化实现，更加适用 于中等价格和处理速度的DSP芯片，降低了有源电力滤波器的成本。
图1为有源电力滤波器的系统原理图。
图2为基于切换算法的谐波检测原理图。
图3为有源电力滤波器输出电流的中点采样原理图。
图4为负载电流采样时刻示意图。
图5为有源电力滤波器延时处理方法的仿真比较。
图6为有源电力滤波器的控制板结构示意图。
图7为有源电力滤波器DSP的主程序流程图。
具体实施例方式
图1为本发明的有源电力滤波器。由谐波检测及DSP控制电路1和有源电 力滤波器主电路2组成。谐波检测及DSP控制电路1包括电压传感器3、电流 传感器4、信号调理电路5、 A/D转换电路6和DSP控制电路7;有源电力滤波 器主电路2包括电慼8、三相电压型逆变器9和PWM驱动电路10。
电压传感器3实时检测电网电压信号uabubc,uca。和三相电压型逆变器9的直 流母线电容两端的直流电压udc，送入到信号调理电路5;电流传感器4实时检
测非线性负载电流iaL,ibL、和有源电力滤波器输出电流iaf,ibf ，也送入到信号调理 电路5;信号调理电路5用于滤除电压传感器3和电流传感器4的输出信号
uab,ubc,uca,udc,iaL,ibL,iaf,ibf中的高频噪声信号，并将其放大到合适范围后，输
出给A/D转换电路6; A/D转换电路6与DSP控制电路7相连，由DSP控制电
路7控制A/D转换电路6对信号uab,ubc,uca,udc,iaL,ibL,iaf,ibf进行采样，并根据
采样得到的数字信号进行谐波运算和滤波控制算法，输出SVPWM信号；其中 对有源电力滤波器输出电流的采样点选择为DSP发出的某一相SVPWM信号开 关周期的中点;对负载电流信号的采样时刻选择为超前于当前的PWM信号输出
时刻Vt(包括谐波电流计算时间和占空比装载完成前的等待时间)的时间点。
PWM驱动电路10与DSP控制电路7相连，根据DSP控制电路7输出的 SVPWM信号产生相应的PWM驱动信号驱动三相电压型逆变器9的功率器件； 三相电压型逆变器9通过电感8与电网并联，三相电压型逆变器9的输出电压
与电网电压的压差在电感8上产生谐波补偿电流信号if，用以补偿非线性负载 电流信号iL中的谐波成分。
图2为基于切换算法的谐波检测原理图。
uab,ubc,uca。为三相电网电压线电压的瞬时值；iaL,ibL,icL为负载电流值；iaL,ibL为两相静止坐标系下的负载电流值；ip,iq为瞬时有功、无功电流值；<formula>complex formula see original document page 8</formula>为瞬时有功、无功电流的直流分量；ia1,ib1为两相静止坐标系下的负载电 流的基波分量；ial,ibl,icl为负载电流中的基波值；iah,ibh,ich为负载电流中的谐
波值；i*ah,i*bh,i*ch为谐波电流命令值；VT为数字系统的总延时；软件PLL为软 件锁相环；信号发生电路为正、余弦发生电路；LPF为低通滤波器；<formula>complex formula see original document page 9</formula>
由"^"&,"w值，通过软件锁相环和正、余弦发生电路得到与电网的空间电 压矢量同相位的正弦信号和对应的余弦信号。这两个信号与^,^,^一起计算 出瞬时有功和无功电流Ip，iq。
<formula>complex formula see original document page 9</formula>
滤波后，得到Ip，iq的直流分量<formula>complex formula see original document page 9</formula>。
对<formula>complex formula see original document page 9</formula>进行两枏旋转到三相静止坐标变换，得到<formula>complex formula see original document page 9</formula>
<formula>complex formula see original document page 9</formula>
进而计算出<formula>complex formula see original document page 9</formula>
由切换算法得到谐波电流命令值U，^，"。切换算法首先计算出的
(论,u，"，将该值与上一工频周期的同一时刻谐波电流相比较，若相差不大， 认为两个工频周期内负载电流的谐波含量不变，则根据上一工频周期超前当前
时刻KT的谐波存储值确定滤波器的PWM信号；否则认为两个工频周期内负载
电流的谐波含量发生突变,则根据当前计算的谐波电流值确定滤波器的PWM信 号，此时，未消除有源电力滤波器的数字延时，牺牲其精度来保证其稳定性。
图3为中点采样原理图。以空间电压矢量扇区1的"相电流采样为例(其 他扇区和其飽相电流情况与此类似)，由于PWM的开关动作，实际有源电力滤
波器的电流信号iaf实际值随开关动作而脉动。传统的非中点采样方法由于采样
点选择不合适，其电流采样信号中会含有大量谐波，如图3的J5CZ)所示，因 此需要在DSP中采样数字滤波器对其进行处理，数字滤波带来了延时。由图3 可见，PWM开关周期中点处所对应的电流信号为该周期内电流值的平均值，如
图3的ABCD所示，其不含误差谐波分量，采用中点采样方法可以得到不含误 差谐波的有源电力滤波器输出电流信号，因此DSP中无需进行数字滤波，也就 避免了数字滤波带来的延时影响。
图4为负载电流采样时刻示意图。数字延时分为两部分， 一部分为DSP执 行数字运算所需的时间，称为数字计算延时；另一部分为从数字运算结束到代 表占空比的DSP比较寄存器比较值更新的这段时间，称为占空比装载延时，如 图4(")中"到>5这段时间。图4(fl)中，ADC在A时刻开始采样转换数据，到G时 刻结束转换，并与DSP之间进行数据传输；^时刻，DSP开始对得到的数据进 行谐波计算，到"时刻计箅结束；,4 ^是占空比装载时间，^时刻占空比装载 完成；^时刻，当计数寄存器与比较寄存器匹配时，PWM信号产生电平跳变， 开始真正影响主电路输出。 一般，上述延时中，占空比装载延时所占比例最大。 由于占空比装载时刻f5不能改变，把数字运算结束时刻"后移至接近于f5时刻或 与^时刻重合，节约占空比装载延时。此时，DSP与ADC之间的数据传输结束
时刻^、 ADC采样结束时刻f2和ADC采样转换开始时刻^都相应后移，如图 4(b)所示。
图5为延时处理方法的仿真实验比较，以电网侧《相电流波形为例，问为 补偿前的电网侧的电流波形，即负载电流波形，谐波含量很高；不对数字延时 进行处理，并采用瞬时无功功率方法检测谐波的情况下，补偿后的电网电流波 形如图5(6)所示，可见数字延时严重影响了有源电力滤波器的补偿精度;在PWM开关周期中点处对有源电力滤波器输出电流进行采样，并如图4所示选择合适 的负载电流采样时刻，仍采用瞬时无功功率方法检测谐波，补偿后的电网电流 波形如图5(力所示；可见数字延时的影响被大大削弱，有源电力滤波器的补偿精 度有所提高;在图5(c)的基础上进一步采用本发明的切换算法检测负载谐波并进 行谐波补偿，补偿后的电网电流波形如图5(力所示，可见对于两个工频周期内谐 波含量不变的负载，该补偿方法在一个工频周期后，可以消除数字延时的影响， 实现高精度的谐波电流补偿。
图6为本发明提出的有源电力滤波器控制器部分的一个实例，控制器部分 由TMS320F2812DSP处理模块、信号处理及A/D采样模块、通讯模块、电源模 块、外设模块和数字IO模块组成。TMS320F2812 DSP处理模块作为实现有源 电力滤波器控制算法的CPU，由其控制A/D采样、外设通讯和谐波电流指令的 运算；信号处理及A/D釆样模块实现电网电压、直流母线电压、负载电流和有 源电力滤波器电流的采样；通讯模块实现有源电力滤波器与用户的信息交互； 电源模块为DSP及其他芯片供电；外设模块的主要功能包括将PWM信号输出 给有源电力滤波器主电路功率模块的驱动电路，扩展系统的外部RAM,将开关 量信号送给相应的控制继电器等；数字IO模块通过DA芯片将系统变量输出， 方便系统和程序调试。
图7为本发明DSP软件部分的主程序流程图。在PWM信号的开关周期中点处，对有源电力滤波器的输出电流^，4/进行采样，并进行三相静止/两相静止 坐标变换；接着由软件锁相子程序计算电网电压空间矢量的角度；在此基础上 再对三相静lh/两相静止坐标变换后的值进行两相静ih/两相旋转坐标变换，并调用直流母线电压控制子程序；若判断采样时刻到，则对负载电流^，Q进行釆 样，并基于本发明中的切换算法计算谐波电流指令；再调用电流闭环子程序，
最后调用空间SVPWM子程序，输出相应的PWM信号。
权利要求
1、有源电力滤波器的延时处理方法，包括以下步骤选择合适的负载电流采样时刻，检测当前时刻负载电流值；基于切换算法计算负载电流中的谐波分量；选择合适的有源电力滤波器输出电流采样点，检测当前有源电力滤波器输出电流值；对负载电流谐波分量和有源电力滤波器输出电流做闭环控制，调制PWM，得到等效的PWM脉冲信号，驱动功率器件。
2、 根据权利要求1所述的有源电力滤波器的延时处理方法，其特征在于， 所述的合适的负载电流采样时刻是超前于占空比装载完成时刻K的时间点。
3、 根据权利要求l所述的有源电力滤波器的延时处理方法，其特征在于， 所述的切换算法，首先基于瞬时无功功率理论计算当前负载电流的谐波分量，存储当前计算值，并与上一工频周期的同一时刻值相比较，根据比较结果调制 PWM信号。
4、 根据权利要求1所述的有源电力滤波器的延时处理方法，其特征在于， 所述的合适的有源电力滤波器输出电流采样点是有源电力滤波器的PWM信号的各开关周期的中点时刻。
5、 有源电力滤波器系统，包括以下部分 谐波检测及微处理器控制电路、有源电力滤波器主电路；所述的谐波检测及微处理器控制电路由检测电路、信号调理电路、微处理 器控制电路组成，其中的检测电路用于测量电网和直流母线的瞬时电压、负载 电流和有源滤波器的输出电流；其中的信号调理电路用于对检测信号放大整形; 微处理器控制电路用于控制在合适的采样时刻对负载电流和有源电力滤波器输 出电流进行采样，并执行切换检测算法，产生相应PWM信号和进行人机交互管理。所述的有源电力滤波器主电路由并网电感、三相电压型逆变器和PWM驱动 电路组成，其中的并网电感与电网用于将三相电压型逆变器输出的PWM电压信 号转换成谐波电流信号;其中的三相电压型逆变器根据PWM信号控制功率器件 输出相应的PWM电压;其中的PWM驱动电路将微控制器控制电路输出的PWM 信号经过放大隔离后，转换为功率单元的驱动信号。
6、根据权利要求5所述的有源电力滤波器系统，其特征在于，所述的微控 制器可以在输出PWM信号的各开关周期的中点时刻产生中断。
全文摘要
本发明公开了一种有源电力滤波器数字延时的处理方法及相应装置，包括以下步骤选择超前于占空比装载完成时刻Vt的时间点采样负载电流，检测当前时刻负载电流值；基于切换检测算法计算负载电流中的谐波分量；选择PWM信号的各开关周期的中点时刻采样有源电力滤波器输出电流；对负载电流谐波分量和有源电力滤波器输出电流做闭环控制，调制PWM信号，驱动功率器件。采用以上方法，可以减小数字化延时对有源电力滤波器补偿精度的影响；消除具有周期性谐波的负载电流的采样延时；运算时间少，易于全数字化实现，更适用于中等价格和处理速度的微处理器芯片，降低了有源电力滤波器的成本。
文档编号H02J3/01GK101202446SQ20071012335
公开日2008年6月18日 申请日期2007年6月25日 优先权日2007年6月25日
发明者飞 王, 华 耿, 郭希铮 申请人:耿 华;郭希铮;王 飞