专利名称：三相桥式逆变大容量蓄电池充电装置的制作方法
技术领域：
本发明属于直流电源技术领域，尤其涉及一种三相桥式逆变大容量蓄电池充电装置。
背景技术：
大容量蓄电池充电装置过去大多釆用相控整流技术，功率器件釆
用可控硅SCR和小容量的GTO、 GTR功率器件，不仅效率低、能耗大、功率因数低、输出精度差，存在严重的过充电和析气等现象，影响电源的品质和蓄电池的使用寿命，而且由于控制回路与辅助回路需要釆用工频变压器隔离，电源的体积和重量都很大。随着开关电源技术和大功率电子开关器件迅速发展，直流电源装置主要釆用H桥逆变、高频变压器隔离技术，而在铁路机车上这种直流电源的输入一般为辅助变流器输出的三相交流电压或辅助变流器中间直流电压，其电压值一般都很高，且变化范围大，三相交流电整流成的直流电压及辅助变流器中间直流电压 一般都在530V ~ 900V之间。因此在开关功率器件上， 一是釆用高耐压等级，中、大容量的IGBT,单相H桥逆变、隔离、整流输出；二是釆用较低耐压等级、小容量的IBGT或场效应管，多路H桥逆变、隔离、整流并联输出；这两种方式都具有高效率、低能耗、高功率因数，高输出精度的特点。但是，由于第一种方
3式的开关频率很难达到15K以上的频率， 一般在10K以下，因此隔
离变压器和输出电抗器会产生高频噪声，噪声随着输出电流的增大而
增强。如果增大开关频率到15K以上，IGBT热损耗急剧增加、换流恶化，产品的可靠性及寿命都会受到极大影响。第二种方式开关频率虽然可以到达20K以上，但小容量IBGT或场效应管的耐压等级低，因此当中间回路电压较高时还必须采用双管串联，另外还需对多路电源的输出电流进行均流控制，系统选用的元件数量多，控制复杂，可靠性也会受到影响。
在开关电源的主电路中经常会应用到单相半桥逆变电路，它的优点是电路简单，使用器件少。但是，输出交流电压幅值为Udc/2,直流侧需两电容器串联。另外，单相半桥逆变电路与单相H桥逆变电路相比，输出电压是单相H桥逆变电路的1/2，在相同输出功率的情况下，变压器的原边电流是单相H桥逆变电路的2倍，在开关频率小于lOKHz的情况下，变压器和电抗器的噪声会更大。
发明内容
本发明的目的就是克服上述现有技术之不足，提供一种在输入电压值高、变化范围大的条件下，釆用高耐压大容量IGBT管，而能够降低隔离变压器及输出电抗器高频噪声且控制简单的三相桥式逆变大容量蓄电池充电装置。
本发明的目的是这样现的 一种三相桥大容量蓄电池充电装置，由IGBT管及其PWM脉宽调制控制电路、隔离变压器、整流二极管和输出电抗器构成，其特征在于IGBT管(Q1 Q6)和电容(Cl)构成三相桥式逆变输入电路，整流二极管(D1 D6)、电抗器(Ll)和电容(C2)构成三相整流输出电路，三相隔离变压器(Tl)将输入电路和输出电路耦合起来。
此种充电装置的第一种控制方法是在三相桥式逆变输入电路中，SU、 SV、 SW的上桥臂的触发信号相位差依次为120° ,占空比大于O,小于33.3%， SU、 SV、 SW的下桥臂的触发信号与上桥臂的触发信号互补，且设置死区时间。
此种充电装置还可以使用第二种控制方法在三相桥式逆变输入电路中，SU、 SV、 SW的上桥臂的触发信号相位差依次为120° , SU、SV、 SW的下桥臂的触发信号相位差仍依次为120° , SU、 SV、 SW的下桥臂的触发信号与上桥臂的触发信号相位差为180° ，占空比大于0，小于33.3%。
变压器噪声共有两个声源， 一是铁心，二是绕组。铁心产生噪声的原因是构成铁心的硅钢片在交变磁场的作用下，会发生微小的变化即磁致伸缩，磁致伸缩使铁心随励磁频率的变化做周期性振动，振动幅度随励磁电流的增加而增加。绕组产生振动的原因是电流在绕组中产生电磁力，电磁力(和振动幅值)与电流的平方成正比，而发射的声功率与振动幅值的平方成正比。因此，发射的声功率与负载电流有很
明显的关系。漏磁场也能使结构件产生振动。
采用本发明的技术方案，在第一种控制方法的情况下，与已有技术的单相H桥逆变电路相比较，在变压器原副边的电流基波频率相同、输入直流电压及输出功率相同的情况下，前者原副边的电流降低；三相变压器的漏磁比单相变压器的漏磁低，能够大幅度降低变压器产生的高频噪声；采用高耐压等级、中、大容量的IGBT管，虽然其基波频率无法高出音频频率，但整流输出的脉冲电压的频率为开关频率的三倍，足以超出音频范围，因而消除了电抗器产生的高频噪声。
在变压器和电抗器釆用相同材料的铁心和绕组的情况下，在开关频率为8KHz,中间电压为750VDC,输出电压为110VDC，输出电流为55A时，釆用单相H桥逆变输入电路，其噪声达到85dB，而釆用三相桥式逆变输入电路,其噪声低于50dB;当输出电流增大到110A时，釆用单相H桥逆变电路，其噪声达到100dB,而釆用三相桥式逆变电路，其噪声低于65dB。
釆用本发明的技术方案，在第二种控制方法的情况下，占空比大于0，小于33.3%,充电装置中隔离变压器的相电压频率是开关频率的三倍，已超出音频范围，因而实现了消除了变压器和电抗器产生高频噪声的目的。试验表明，在开关频率为8KHz，中间电压为750VDC，输出电压为110VDC,输出电流为IIOA时，人耳基本听不到变压器和电抗器产生的噪声。
附图1为本发明实施例釆用三相桥式逆变输入电路的大容量蓄电池充电装置的主电路示意图。
附图2为釆用第一种控制方法时附图1中的IGBT管的驱动电压
波形图。附图3为釆用第一种控制方法时附图1的装置在开关频率为8K 时，实测的SU和SW上桥臂驱动电压波形以及变压器A C端的电压 波形。
附图4为釆用第二种控制方法时附图1中的IGBT管的驱动电压
波形图。
附图5为釆用第二种控制方法时附图1的装置在开关频率为8K 时，不同占空比下，SU上桥臂的驱动电压、变压器AO端和AB的 电压波形。
具体实施例方式
参看附图1，该实施例的三相桥式逆变大容量蓄电池充电装置， 其输入电路是由IGBT管(Q1 Q6)和电容(Cl)构成三相桥式逆变 电路，输出电路是由整流二极管(D1 D6)、电抗器(L1)和电容(C2) 构成的三相整流电路，三相隔离变压器(T1)将输入电路和输出电路耦 合起来。用PWM脉宽调制控制电路(图中来示出)控制三相桥式逆变 输入电路中IGBT管的开通宽度。
采用第一种控制方法控制本实施例的充电装置，开关频率为8K 时各桥臂的驱动电压波形见附图2。 SU、 SV、 SW的上桥臂的触发信 号相位差依次为120° ，占空比大于O,小于33.3%， SU、 SV、 SW
的下桥臂的触发信号与上桥臂的触发信号互补，为避免上下桥臂贯 通，设置了 6 8us的死区时间。附图3为在开关频率为8K时，实测 的SU和SW上桥臂驱动电压波形以及变压器A C端的电压波形。釆用第二种控制方法控制本实施例的充电装置，开关频率为8K
时各桥臂的驱动电压波形见附图4。 SU、 SV、 SW的上桥臂的触发信 号相位差依次为120° , SU、 SV、 SW的下桥臂的触发信号相位差仍 依次为120° , SU、 SV、 SW的下桥臂的触发信号与上桥臂的触发 信号相位差为180° ，占空比大于0，小于33.3%。附图5给出了在 开关频率为8K时，不同占空比下，SU上桥臂的驱动电压、变压器 AO端和AB端的电压波形。占空比不能等于33.3%。因为，当占空 比等于33.3%时，其各管子的导通顺序与传统的120°导通型各管子 的导通方式相同，输出相电压的频率就会等于开关频率，如附图5中 的(g)所示。
权利要求
1、一种三相桥式逆变大容量蓄电池充电装置，由IGBT管及其PWM脉宽调制控制电路、隔离变压器、整流二极管和输出电抗器构成，其特征在于IGBT管(Q1～Q6)和电容(C1)构成三相桥式逆变输入电路，整流二极管(D1～D6)、电抗器(L1)和电容(C2)构成三相整流输出电路，三相隔离变压器(T1)将输入电路和输出电路耦合起来。
2、 一种权利要求1所述充电装置的控制方法，其特征在于三相桥式逆变输入电路中，SU、 SV、 SW的上桥臂的触发信号相位差依次为120° ,占空比大于O,小于33.3%, SU、 SV、 SW的下桥臂的触发信号与上桥臂的触发信号互补，且设置死区时间。
3、 一种权利要求1所述充电装置的控制方法，其特征在于三相半桥式逆变输入电路中，SU、 SV、 SW的上桥臂的触发信号相位差依次为120° ， SU、 SV、 SW的下桥臂的触发信号相位差仍依次为120° ， SU、 SV、 SW的下桥臂的触发信号与上桥臂的触发信号相位差为180° ,占空比大于O,小于33.3%。
全文摘要
本发明的三相桥式逆变大容量蓄电池充电装置，由IGBT管及其PWM脉宽调制控制电路、隔离变压器、整流二极管和输出电抗器构成，输入电路采用由IGBT管和电容构成的三相桥式逆变电路，输出电路采用由整流二极管、电抗器和电容构成的三相整流输出电路，三相隔离变压器将输入电路和输出电路耦合起来。当IGBT管的开关频率在音频范围时，可大幅度降低隔离变压器和输出电抗器的噪声，甚至可以达到静音。
文档编号H02J7/02GK101521402SQ20091013320
公开日2009年9月2日 申请日期2009年3月26日 优先权日2008年6月30日
发明者蔡志伟, 韩树明 申请人:中国北车集团大连机车车辆有限公司