交流电动机的控制装置及控制方法

专利名称：交流电动机的控制装置及控制方法
技术领域：
本发明涉及交流电动机的控制装置及控制方法，尤其涉及应用了具有正弦波调制 模式和过调制模式的脉冲宽度调制(PWM)控制的交流电动机的控制。
背景技术：
为了使用直流电源来驱动控制交流电动机，采用使用了变换器的驱动方法。对于 变换器，利用变换器驱动电路进行开关控制，将例如按照PWM控制而开关的电压施加到交 流电动机。进一步，在日本特开2008-11682号公报(专利文献1)公开了如下的PWM控制构 成对于交流电动机的驱动控制，在用于补偿d轴和q轴的电流偏差的电流反馈控制中，分 别使用电压指令为基准三角波的振幅以下的正弦波PWM控制(专利文献1的图2)、和电压 指令的振幅超过基准三角波峰值的过调制PWM控制(专利文献1的图3)。尤其在专利文献1的交流电动机的控制中记载了进一步应用矩形波控制、并用于 使矩形波控制和过调制PWM控制之间的控制模式切换稳定化的技术，所述矩形波控制中将 根据转矩偏差来控制电压相位的矩形波电压施加于交流电动机。现有技术文献专利文献1 日本特开2008-11682号公报

发明内容
专利文献1中，对于PWM控制中的正弦波PWM控制和过调制PWM控制之间的切换 判定，基于交流电动机的必要电压振幅与阈值电压的比较来执行。记载了该阈值代表性地 相当于基准三角波电压的峰值的绝对值，可理解为是固定值。但是，如根据专利文献1的图3所理解的那样，在过调制PWM控制中，通过减少变 换器的开关次数，从而提高交流电动机的施加电压的基波成分。另外，通常的正弦波PWM控 制以将载波频率固定为高频的所谓非同步PWM的方式进行执行，与此相对，过调制PWM控制 中，应用所谓的同步PWM方式，根据交流电动机的旋转速度可变地控制载波频率，以使得随 着开关次数的降低，对交流电动机施加的施加电压的正负不会成为非对称。另外，在变换器的开关控制中，为了防止同一相的上下臂元件之间的短路电流，在 开关元件的导通、断开切换(开关)时，实际应用时必须设置使该相的上下臂双方断开的死 区时间(dead time)。由于存在该死区时间，若在控制模式切换时变换器的开关次数大幅度 变化，则有可能会导致死区时间对变换器的输出电压、即对交流电动机的输出电压的影响 会大幅度变化。当发生这样的现象时，即使电压指令是同样的，以控制模式的切换为触发，交流电 动机的施加电压变化较大，根据其变化方向，有可能使暂时切换了的控制模式再次向相反 方向切换。其结果，有可能产生在短时间内频繁执行过调制HVM控制和正弦波PWM控制之 间的控制模式切换、即所谓的跳动现象(chattering)，控制会变得不稳定。
本发明是为解决上述问题而做出的，其目的在于在选择性地应用过调制PWM控制 (过调制模式)和正弦波PWM控制(正弦波调制模式)的交流电动机的PWM控制中，防止产 生频繁反复切换控制模式的跳动现象，谋求控制稳定化。本发明的交流电动机的控制装置是由变换器控制施加电压的交流电动机的控制 装置，包括脉冲宽度调制控制部和模式切换判定部。脉冲宽度调制控制部通过基于电压指 令信号与载波信号的比较的脉冲宽度调制控制，产生变换器的控制指令，所述电压指令信 号是用于使交流电动机按照工作指令进行工作的正弦波状的信号。模式切换判定部指示使 用过调制模式和正弦波调制模式中的哪一模式来执行脉冲宽度调制控制部的脉冲宽度调 制控制，所述过调制模式中电压指令信号的振幅大于载波信号的振幅，所述正弦波调制模 式中电压指令信号的振幅为载波信号的振幅以下。判定值设定部在执行过调制模式下的脉 冲宽度调制控制时，基于变换器的电力变换工作的状态而可变地设定切换判定值，所述切 换判定值是用于对从过调制模式向正弦波调制模式的切换进行判定的值。模式切换判定部 基于切换判定值和与电压指令信号相关联的值的比较，判定是否需要从过调制模式向正弦 波调制模式切换。本发明的交流电动机的控制方法是由变换器控制施加电压的交流电动机的控制 方法，包括通过基于电压指令信号与载波信号的比较的脉冲宽度调制控制来控制所述变 换器的步骤，所述电压指令信号是用于使交流电动机按照工作指令进行工作的正弦波状的 信号；和所述脉冲宽度调制控制选择应用过调制模式和正弦波调制模式中的哪一模式的步 骤，过调制模式中电压指令信号的振幅大于载波信号的振幅，正弦波调制模式中电压指令 信号的振幅为载波信号的振幅以下。并且，选择步骤包括在执行过调制模式下的脉冲宽度 调制控制时，基于变换器的电力变换工作的状态，可变地设定切换判定值的步骤，切换判定 值是用于对从过调制模式向正弦波调制模式的切换进行判定的值；和基于切换判定值和与 电压指令信号相关联的值的比较，判定是否需要从过调制模式向正弦波调制模式切换的步 马聚ο根据上述交流电动机的控制装置及控制方法，能够根据执行过调制模式下的控制 时的变换器的电力变换工作状态，可变地设定从过调制模式向正弦波调制模式的切换判定 值。其结果，能够在向正弦波调制模式切换时，反映是否是可能因控制模式切换的影响而发 生再次向过调制模式切换这样的电力变换工作状态，适当地设定切换判定值。其结果，能够 防止出现在过调制模式和正弦波调制模式之间频繁发生控制模式切换的跳动现象，能够使 PWM控制稳定化。优选是，变换器包括按照来自脉冲宽度调制控制部的控制指令而导通断开的电力 用半导体开关元件，在过调制模式下，根据交流电动机的旋转速度控制载波信号的频率，使 得载波信号的频率变为交流电动机的旋转频率的整数倍。并且，在判定值设定部或判定步 骤中，根据过调制模式下的电力用半导体开关元件在一定期间内的导通断开次数，可变地 设定切换判定值。更优选是，在正弦波调制模式下，根据变换器和交流电动机的工作状态， 与交流电动机的旋转速度无关地控制载波信号的频率。并且，在判定值设定部或判定步骤 中，基于电力用半导体开关元件在一定期间内的导通断开次数的过调制模式下的当前值与 转换成正弦波调制模式时的预测值之差，可变地设定切换判定值。这样，能够根据应用非同步PWM控制的过调制模式时的变换器的开关次数而可变地设定切换判定值。由此，能够反映因从过调制模式进行控制模式切换而产生的开关次数 变化的程度地适当设定切换判定值。另外优选是，在过调制模式下，根据交流电动机的旋转速度控制载波信号的频率， 使得载波信号的频率变为交流电动机的旋转频率的整数倍。并且，在判定值设定部或判定 步骤中，根据过调制模式下的载波信号的频率，可变地设定切换判定值。更优选是在正弦波 调制模式下，根据变换器和所述交流电动机的工作状态，与交流电动机的旋转速度无关地 控制载波信号的频率。并且，在判定值设定部或判定步骤中，基于载波信号的频率的过调制 模式下的当前值与转换成正弦波调制模式时的预测值之差，可变地设定切换判定值。这样，能够根据应用非同步PWM控制的过调制模式时的载波频率而可变地设定切 换判定值。由此，能够通过简单的构成，反映因从过调制模式进行控制模式切换而产生的开 关次数变化的程度地适当设定切换判定值。或者优选是，在判定值设定部或设定步骤中，根据功率因数可变地设定切换判定 值，所述功率因数是按照来自脉冲宽度调制控制部的控制指令在变换器和交流电动机之间 授受的交流电力的、过调制模式下的功率因数。更有选是，在判定值设定部或设定步骤中， 基于交流电力的功率因数的过调制模式下的当前值与转换成正弦波调制模式时的预测值 之差，可变地设定切换判定值。这样，能够反映死区时间的存在对交流电动机的施加电压带来的影响会根据交流 电动机的电压及电流的相位的变化而发生变化的现象，适当设定切换判定值。另外优选是，判定值设定部或判定步骤中，通过利用修正值修正预定的基准值，从 而设定切换判定值，所述修正值是基于电力变换工作的状态而可变地设定的值，该修正值 被限定设定为阻碍从过调制模式向正弦波调制模式转变的方向的极性。这样，能够以将与理论切换判定值对应的基准值限定为阻碍从过调制模式向正弦 波调制模式切换的方向地进行修正的方式，可变地设定切换判定值。因此，从防止跳动的方 面考虑，限定为有效防止跳动的状况并根据理论修正切换判定值，因此能够提高控制的稳 定性。优选是，切换判定值和与电压指令信号相关联的值由调制比表示，所述调制比取 决于向变换器输入的输入直流电压和电压指令信号生成所基于的电压指令值。更优选是， 输入直流电压由对直流电源的输出电压进行可变控制的转换器生成。这样，能够与变换器的直流链电压的变动、或转换器的可变电压控制对应地适当 判定PWM控制中的过调制模式和正弦波调制模式的切换。根据本发明，在选择性地应用过调制模式和正弦波调制模式的交流电动机的PWM 控制中，能够防止发生频繁反复进行控制模式切换的跳动现象，能够谋求控制的稳定化。


图1是应用本发明实施方式的交流电动机的控制装置及控制方法的马达驱动控 制系统的整体结构图。图2是说明本发明实施方式的马达驱动系统中交流电动机的控制模式的概要的 图。图3是说明交流电动机的工作状态与图2所示的控制模式的对应关系的图。
图4是说明采用本发明实施方式的交流电动机的控制装置及控制方法的马达控 制结构的框图。图5是说明PWM电路的工作的波形图。图6是说明图4所示的马达控制结构中的控制模式切换判定处理的流程图。图7是说明模式切换判定处理的执行定时的概念图。图8是说明从过调制模式向正弦波调制模式的切换判定处理的详细状况的流程 图。图9A是表示交流电动机动力运行时的典型的电压及电流波形的概念图。图9B是表示交流电动机再生时的典型的电压及电流波形的概念图。图10是说明判定切换值的修正值设定的限制的概念图。
具体实施例方式以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。原则上对于图中相同或相应的部分 标注同一附图标记，省略其说明。(整体系统结构)图1是应用本发明实施方式的交流电动机的控制装置及控制方法的马达驱动控 制系统的整体结构图。参照图1，马达驱动控制系统100包括直流电压产生部10#、平滑电容器CO、变换器 14、交流电动机Ml、控制装置30。交流电动机Ml例如是混合动力汽车或电动汽车的用于产生驱动驱动轮用的转矩 的驱动用电动机。或者，该交流电动机Ml可以构成为具有被发动机驱动的发电机的功能， 也可以构成为同时具有电动机和发电机的功能。进一步，交流电动机Ml相对于发动机起到 电动机的功能，例如可以作为能够进行发动机启动的部件而组装到混合动力汽车中。艮口， 在本实施方式中，“交流电动机”是包括交流驱动的电动机、发电机以及电动发电机(motor generator)的概念。直流电压发生部10#包括直流电源B、系统继电器SRI、SR2、平滑电容器Cl、升降 压转换器12。关于直流电源B，代表性的是由镍氢或锂离子等的二次电池、双电层电容器等蓄电 装置构成。由电压传感器10和电流传感器11分别检测直流电源B输出的直流电压Vb及 输入输出的直流电流Λ。系统继电器SRl连接在直流电源B的正极端子和电力线6之间，系统继电器SR2 连接在直流电源B的负极端子和接地线5之间。系统继电器SR1、SR2根据来自控制装置30 的信号SE而导通/断开。升降压转换器12包括电抗器Li、电力用半导体开关元件Q1、Q2、二极管D1、D2。电 力用半导体开关元件Q1、Q2串联连接在电力线7和接地线5之间。电力用半导体开关元件 Q1、Q2的导通、断开由来自控制装置30的开关控制信号Si、S2控制。在本发明的实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下简称为“开关元 件，，)，可以使用 IGBTansulated Gate Bipolar Transistor)、电力用 MOS(Metal Oxide Semiconductor)晶体管、或者电力用双极型晶体管等。相对于开关元件Q1、Q2，配置有反向并联二极管D1、D2。电抗器Ll连接在开关元件Q1、Q2的连接节点和电力线6之间。另外， 平滑电容器CO连接在电力线7和接地线5之间。变换器14 (inverter)包括并联地设于电力线7和接地线5之间的U相上下臂15、 V相上下臂16、W相上下臂17。各相上下臂包括串联连接在电力线7和接地线5之间的开 关元件。例如，U相上下臂15包括开关元件Q3、Q4，V相上下臂16包括开关元件Q5、Q6，W 相上下臂17包括开关元件Q7、Q8。另外，相对于开关元件Q3 Q8，分别连接有反向并联二 极管D3 D8。开关元件Q3 Q8的导通、断开由来自控制装置30的开关控制信号S3 S8控制。代表性地，交流电动机Ml是三相永磁体式同步电动机，构成为U、V、W相这3个线 圈的一端共同连接于中性点。进一步，各相线圈的另一端与各相上下臂15 17的开关元 件的中间点连接。升降压转换器12在升压工作时向变换器14供给将由直流电源B供给的直流电压 Vb升压而成的直流电压VH(以下也将相当于向变换器14输入的输入电压的该直流电压称 作“系统电压”)。更具体而言，响应来自控制装置30的开关控制信号S1、S2，交替设置开关 元件Ql的导通期间和开关元件Q2的导通期间(或者开关元件Ql、Q2双方断开的期间)， 升压比与上述开关元件导通期间之比相对应。另外，升降压转换器12在降压工作时对经由平滑电容器CO从变换器14供给的直 流电压VH(系统电压)进行降压而对直流电流B充电。更具体而言，响应来自控制装置30 的开关控制信号S1、S2，交替设置仅开关元件Ql导通的期间和开关元件Q1、Q2双方断开的 期间(或者开关元件Q2导通的期间)，升压比与上述导通期间的占空比相对应。平滑电容器CO使来自升降压转换器12的直流电压平滑化，并将该平滑化后的直 流电压向变换器14供给。电压传感器13检测平滑电容器CO两端的电压、即检测系统电压 VH，并将其检测值向控制装置30输出。在交流电动机Ml的转矩指令值为正(Trqcom > 0)的情况下，当从平滑电容器CO 供给直流电压时，变换器14通过响应来自控制装置30的开关控制信号S3 S8的、开关元 件Q3 Q8的开关动作，将直流电压变换为交流电压，从而驱动交流电动机Ml以输出正的 转矩。另外，在交流电动机Ml的转矩指令值为零(Trqcom = 0)的情况下，变换器14通过 响应开关控制信号S3 S8的开关动作将直流电压变换为交流电压，从而驱动交流电动机 Ml使得转矩为零。由此，交流电动机Ml被驱动产生由转矩指令值Trqcom所指定的零或正 的转矩。进一步，在搭载有马达驱动控制系统100的混合动力汽车或电动汽车的再生制动 时，交流电动机Ml的转矩指令值Trqcom被设定为负(Trqcom < 0)。此时，变换器14通过 响应开关控制信号S3 S8的开关动作，将交流电动机Ml发电产生的交流电压变换为直流 电压，并将其变换得到的直流电压(系统电压)经由平滑电容器CO而供给到升降压转换器 12。在此所说的再生制动包括在操纵混合动力汽车或电动汽车的驾驶员进行了脚刹操作时 伴随着再生发电的制动的情况，以及虽然未进行脚刹操作，但通过在行驶中放开加速踏板 而一边再生发电一边使汽车减速(或中止加速)的情况。电流传感器M检测流过交流电动机Ml的马达电流MCRT，并将其检测到的马达电 流输出到控制装置30。由于三相电流iu、iv、iw的瞬时值之和为零，因此如图1所示，电流传感器M只要配置成检测两个相的马达电流(例如V相电流iv和W相电流iw)即可。旋转角传感器(resolver，分解器)25检测交流电动机Ml的转子旋转角θ，并向 控制装置30发送其检测的旋转角θ。在控制装置30中，能够基于旋转角θ算出交流电动 机Ml的转速(旋转速度)及角速度ω (rad/s)。关于旋转角传感器25，通过控制装置30 根据马达电压和/或电流直接运算旋转角θ，由此也可省略该旋转角传感器25的配置。本发明实施方式的驱动控制装置所对应的控制装置30由电子控制单元(ECU)构 成，通过按照预先存储的程序进行的软件处理和/或电子电路的硬件处理，控制马达驱动 控制系统100的工作。作为代表性的功能，控制装置30基于输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器10 检测出的直流电压Vb、由电流传感器11检测出的直流电流lb、由电压传感器13检测出的 系统电压VH及来自电流传感器M的马达电流iv、iw、来自旋转角传感器25的旋转角θ 等，通过后述的控制方式控制升降压转换器12及变换器14的工作，使得交流电动机Ml输 出按照转矩指令值Trqcom的转矩。S卩，控制装置30生成用于如上述那样控制升降压转换 器12及变换器14的开关控制信号Sl S8，并向升降压转换器12及变换器14输出。在升降压转换器12的升压工作时，控制装置30反馈控制平滑电容器CO的输出电 压VH，生成开关控制信号Si、S2，以使得输出电压VH变为电压指令值。另外，控制装置30从外部E⑶接收到表示混合动力汽车或电动汽车已进入再生制 动模式的信号RGE时，生成开关控制信号S3 S8并向变换器14输出，以使得将由交流电 动机Ml发电产生的交流电压变换为直流电压。由此，变换器14将由交流电动机Ml发电产 生的交流电压变换为直流电压后向升降压转换器12供给。进一步，控制装置30从外部E⑶接收到表示混合动力汽车或电动汽车已进入再生 制动模式的信号RGE时，生成开关控制信号Si、S2并向升降压转换器12输出，以使得对从 变换器14供给的直流电压进行降压。由此，交流电动机Ml发电产生的交流电压被变换为 直流电压，并被降压后供给到直流电源B。(控制模式的说明)进一步详细说明控制装置30对交流电动机Ml的控制。图2是说明本发明实施方式的马达驱动系统中交流电动机Ml的控制模式的概要 的图。进一步详细说明控制装置30对交流电动机Ml的控制。图2是说明本发明实施方式的马达驱动系统中交流电动机Ml的控制模式的概要 的图。如图2所示，在本发明实施方式的马达驱动系统100中，对于交流电动机Ml的控 制、即变换器14中的电力变换，切换使用三个控制模式。正弦波PWM控制作为通常的PWM控制来使用，按照正弦波状的电压指令与载波 (代表性的为三角波)的电压比较而控制各相上下臂元件的导通、断开。其结果，对于与 上臂元件的导通期间对应的高电平期间、和与下臂元件的导通期间对应的低电平期间的集 合，进行工率(duty)控制，以使在一定期间内其基波成分为正弦波。众所周知，在电压指令 的振幅被限制在载波振幅以下范围内的正弦波PWM控制中，只能将其基波成分振幅提高到 变换器的直流链(link)电压的约0.61倍左右。以下，在本说明书中，将向交流电动机Ml施加的施加电压(以下也简称为“马达施加电压”)的基波成分的振幅与变换器14的直流 链电压(即系统电压VH)之比称为“调制比”。更详细而言，在本实施方式中，调制比由交流 马达Ml的线间电压的基波成分(实效值)与系统电压VH之比表示。另一方面，在矩形波电压控制中，在上述一定期间内对交流电动机施加1脉冲的 矩形波，该矩形波的高电平期间和低电平期间之比为1 :1。由此，调制比提高到0. 78。过调制PWM控制是在电压指令的振幅大于载波振幅的范围内进行与上述正弦波 PWM控制同样的PWM控制。尤其是，能够通过使电压指令偏离本来的正弦波波形来提高基波 成分，能够将调制比从正弦波PWM控制模式下的最高调制比提高到0. 78的范围。交流电动机Ml中，当转速和/或输出转矩增加时则感应电压变高，因此所需的驱 动电压(马达所需电压)变高。转换器12转换的升压电压即系统电压VH需要设定得高于 该马达所需电压。另一方面，转换器12转换的升压电压即系统电压VH存在极限值(VH最 大电压)。因此，在马达所需电压低于VH最大电压的区域，应用基于正弦波PWM控制或过调 制PWM控制的PWM控制模式，通过按照向量控制的马达电流的反馈控制，将输出转矩控制为 转矩指令值Trqcom。另一方面，在马达所需电压达到VH最大电压时，在将系统电压VH设定 为VH最大电压的基础上，应用矩形波电压控制模式。矩形波电压控制中，基波成分的振幅 固定，因此通过基于转矩实际值与转矩指令值的偏差的矩形波电压脉冲的相位控制执行转 矩控制。以下，将PWM控制模式中的应用过调制PWM控制的控制模式称为“过调制模式”，将 应用正弦波PWM控制的控制模式称为“正弦波调制模式”。图3表示交流电动机Ml的工作状态与上述的控制模式的对应关系。参照图3，概略地说，在低转速区域Al为了减小转矩变动而应用正弦波调制模式， 在中转速区域A2应用过调制模式，在高转速区域A3应用矩形波电压控制模式。尤其是，通 过应用过调制模式和矩形波电压控制模式，能实现交流电动机Ml的输出提高。这样，基本 上在能实现的调制比的范围内决定使用图2所示的控制模式的哪一个。图4是说明基于本发明实施方式的交流电动机的控制装置及控制方法的马达控 制结构的框图。图4所示的用于马达控制的各模块通过控制装置30进行的硬件或软件处 理而实现。参照图4，PWM控制部200在选择PWM控制模式时按照PWM控制生成变换器14的 开关控制信号S3 S8，使得交流电动机Ml输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。PWM控制 部200包括电流指令生成部210、电压指令生成部220、PWM电路230、载波发生电路250、频 率控制部沈0。矩形波电压控制部300在选择矩形波电压控制模式时生成变换器14的开关控制 信号S3 S8，使得产生使交流电动机Ml输出按照转矩指令值Trqcom的转矩那样的电压相 位的矩形波电压。矩形波电压控制部300包括运算部305、转矩检测部310、电压相位控制 部320、矩形波发生部330。模式切换判定部400判定图3所示的PWM控制模式及矩形波电压控制模式之间的 模式切换。进一步，如上所述，由于PWM控制模式包括正弦波调制模式和过调制模式，因此 模式切换判定部400具有判定PWM控制模式中的正弦波调制模式和过调制模式的切换的功能。在过调制模式时，控制信号OM被激活(on)。切换判定值设定部450基于选择过调制模 式时的变换器14的电力变换工作状态(开关条件)，可变地设定从过调制模式向正弦波调 制模式的切换判定值Fjd。切换开关410按照由模式切换判定部400选择的控制模式而被设定为I侧或II 侧。选择PWM控制模式时，切换开关410被设定为I侧，按照由PWM控制部200设定的 开关控制信号S3 S8，对交流电动机Ml施加模拟性的正弦波电压。另一方面，在选择矩形 波电压控制模式时，切换开关410被设定为II侧，按照由矩形波电压控制部300设定的开关 控制信号S3 S8，通过变换器14对交流电动机Ml施加矩形波电压。接着详细说明各模块的功能。在PWM控制中，电流指令生成部210生成用于使交流电动机Ml产生转矩指令值 Trqcom的电流指令值。PWM控制中的电流指令通常作为d_q轴的电流指令值Idcom及Iqcom 而被设定。能够基于电流指令值Idcom、Iqcom求出电流振幅111及电流相位Φ i。电压指令生成部220使用转子旋转角θ对由电流传感器M检测出的马达电流 MCRT (3相电流)进行3相-2相转换，从而求出d轴电流及q轴电流。进一步，电压指令生 成部220例如基于比例积分(PI)控制生成电压指令值VdconuVqcom，使得进行用于补偿相 对于电流指令值Idcom、Iqcom的电流偏差的反馈控制。并且，通过对电压指令值Vdcom、 Vqcom进行2相_3相的逆向转换，从而生成变换器4的各相电压指令Vu、Vv、Vw。电压指令 Vu, Vv, Vw被送向PWM电路230。如图5所示，PWM电路230基于来自载波发生电路250的载波270和来自电压指 令生成部220的电压指令280 (包括Vu、Vv、Vw所示的)，对变换器14的各相的上下臂元件 的导通、断开进行控制，从而在交流电动机Ml的各相生成模拟正弦波电压。在控制信号OM被激活的过调制模式时，电压指令Vu、Vv, Vw的振幅大于载波270 的振幅。尤其是对于电压指令振幅，以放大与基于反馈控制的本来的电压指令值Vdcom、 Vqcom相应的振幅的方式设定。由此，能够确保本来的调制比。载波发生电路250根据来自频率控制部260的控制信号Vfc控制载波270的频率。 例如载波发生电路250构成为包括电压控制振荡器(VCO)。频率控制部260在应用非同步PWM的正弦波调制模式下，与交流电动机Ml的旋转 速度(以下简称为“马达旋转速度”)无关地设定指示载波频率的控制信号Vfc。正弦波调 制模式下的载波频率被设定在高于可听频带且开关损失不会过大的范围(例如5 IOkHz 左右)。另外，在开关元件温度Tsw上升时、交流电动机Ml锁定时(发生转矩且极低速时)， 为了减少开关损失，执行使载波频率降低的控制。另一方面，由于在过调制模式中应用同步PWM，因此频率控制部260根据马达旋转 速度控制载波频率。即，设定控制信号Vfc，使得载波频率变成与马达旋转速度相应的电压 指令的频率的整数倍(优选是3V2n-l)倍，η为自然数)。并且，载波发生电路250与电压 指令的相位同步地生成按照控制信号Vfc的频率的载波270。由此，在过调制模式中，交流 电动机Ml的一次旋转(电角度360度)中的脉冲数η被控制为预定个数(优选是3 · (2η-1) 个)。这样，通过PWM控制部200执行反馈控制，该反馈控制用于使交流电动机Ml的马达电流MCRT符合由电流指令生成部210设定的电流指令。另一方面，在矩形波电压控制部300中，转矩检测部310检测交流电动机Ml的输 出转矩。转矩检测部310可使用公知的转矩传感器构成，也可构成为按照下述式(1)的运 算检测输出转矩"Tq。Tq = Pm/ ω= (iu · vu+iv · vv+iw · vw) / ω......(1)在此，Rii表示供给到交流电动机Ml的电力，ω表示交流电动机Ml的角速度。另 外，iu、iv、iw表示交流电动机Ml的各相电流值，VU、W、W表示供给到交流电动机Ml的各 相电压。vu、vv、vw可以使用在变换器14设定的电压指令Vu、Vv、Vw，也可以使用由传感器 对实际的施加电压检测出的值。另外，输出转矩Tq取决于交流电动机Ml的设计值，因此可 以根据电流的振幅及相位进行推定。运算部305运算由转矩检测部310检测出的输出转矩Tq与转矩指令值Trqcom的 偏差即转矩偏差ATq。由运算部305生成的转矩偏差ATq被供给到电压相位控制部320。在电压相位控制部320中，根据转矩偏差Δ Tq生成电压相位φ ν。该电压相位Φ ν 表示应施加到交流电动机Ml的矩形波电压的相位。具体而言，电压相位控制部320使用转 矩偏差ATq和变换器14的输入电压VH、交流电动机Ml的角速度ω作为生成电压相位Φν 时的参数，将这些参数代入预定的运算式或实施等效的处理，生成所需的电压相位Φ V。矩形波发生部330生成变换器14的开关控制信号S3 S8，使得产生按照来自电 压相位控制部320的电压相位Φν的矩形波电压。如此，由矩形波电压控制部300执行根 据交流电动机Ml的转矩偏差调整矩形波电压相位的反馈控制。(控制模式切换处理)接着，说明图4的马达控制结构中的控制模式切换判定处理。如图4所示，模式切换判定部400基于由电流传感器M检测出的马达电流 MCRT (iv、iw)、由电压传感器13检测出的变换器14的输入电压VH、由电压指令生成部220 生成的电压指令Vdcom、Vqcom,执行模式切换判定。例如，控制装置30执行按照图6所示的流程图的控制处理，从而实现模式切换判 定部400的模式切换判定。参照图6，首先，控制装置30通过步骤SlOO判定当前控制模式是否是PWM控制模 式。然后，控制装置30在当前控制模式是PWM控制模式时(S100中判定为“是”时)，通过 步骤SllO基于按照PWM控制模式的电压指令值Vdcom、Vqcom及系统电压VH，运算将变换 器14的输入电压VH变换为向交流电动机Ml施加的马达施加电压指令(交流电压)时的 调制比。例如，通过下述式⑵算出调制比MF。MF = (Vdcom2+Vqcom2) 1/2/VH ......(2)然后，控制装置30通过步骤S120判定在步骤SllO中求出的调制比是否为0. 78以 上。当调制比彡0.78时(S120中判定为“是”时)，在PWM控制模式下无法产生适当的交流 电压，因此控制装置30使处理进入步骤S150，切换控制模式，以选择矩形波电压控制模式。另一方面，在步骤S120中判定为“否”时，即在步骤SllO求出的调制比小于0. 78 时，控制装置30通过步骤S140继续选择PWM控制模式。
另一方面，控制装置30在当前控制模式为矩形波电压控制模式时(S100中判定 为“否”时)，通过步骤S130监视从变换器14供给到交流电动机Ml的交流电流相位(实际 电流相位)Φ 的绝对值是否小于预定的切换电流相位Φ0的绝对值。关于切换电流相位 Φ0，可以在交流电动机Ml的动力运行时及再生时设定为不同的值。控制装置30在实际电流相位Φ i的绝对值小于切换电流相位Φ0的绝对值时 (S130中判定为“是”时)，判定为将控制模式从矩形波电压控制模式向PWM控制切换。此 时，控制装置30通过步骤S140选择PWM控制模式。另一方面，控制装置30在步骤S130判定为“否”时、即实际电流相位Φ 的绝对 值为切换电流相位Φ0的绝对值以上时，通过步骤S150将控制模式维持为矩形波电压控制 模式。选择PWM控制模式时(S140)，控制装置30进一步通过步骤S145判定应用正弦波 调制模式(正弦波PWM控制)和过调制模式(过调制PWM控制)中的哪一个。后面详细说 明该判定详细情况。如图7所示，按照图6的流程图的控制模式切换判定处理是在每一预定周期由控 制装置30按照预先存储的程序在时刻t0、tl、t2、……执行的。关于该切换判定处理，可 以在执行正弦波调制模式、过调制模式或者矩形波电压控制模式时，使之与各个的控制处 理周期一致。或者，可以与在各控制模式下的控制处理分开地，作为合并这些处理的主程序 的处理，以比各控制模式的控制处理长的周期执行切换判定处理。如上所述，图4所示的切换判定值设定部450与执行各切换判定处理时相应，可变 地设定从过调制模式向正弦波调制模式的切换判定处理中使用的切换判定值Fjd。例如，切 换判定值设定部450在时刻tl时的切换判定处理中，基于从上次切换判定处理定时即时刻 t0到tl的期间Ta中的变换器14的电力变换状态(开关状态)，设定切换判定值Fjd。同 样，时刻t2时的切换判定处理中，基于时刻tl t2间的期间Tb中的电力变换状态设定切 换判定值Fjd。接着，使用图8详细说明本发明的实施方式的交流电动机的控制装置及控制方法 中的从过调制模式向正弦波调制模式的切换判定处理。图8是说明图6中步骤S145中的正弦波调制模式/过调制模式的判定中的、执行 过调制模式时的处理程序的流程图。参照图8，控制装置30在步骤S200基于执行过调制模式时的、即正执行过调制 PWM控制的当前的开关状态，设定切换判定值Fjd。进一步，控制装置30通过步骤S210对在步骤S200设定的切换判定值和根据上 述式( 求出的调制比进行比较。然后，在调制比低于切换判定值时(S210中判定为“是” 时)，控制装置30使处理进入步骤S220，指示从当前的过调制模式向正弦波调制模式切换。 另一方面，在调制比为切换判定值以上时(S210中判定为“否”时)，控制装置30使处理进 入步骤S230，维持当前的过调制模式。在此，详细说明步骤S200的切换判定值Fjd的设定。切换判定值Fjd是如上述的为了反映变换器14的各开关元件的导通、断开次数 对马达施加电压带来的影响而基于在过调制PWM控制时的一定期间中(例如交流电动机 Ml的电角360度)的变换器14的各开关元件的导通、断开次数(以下称为“变换器开关次数”)而决定的。例如，可以基于开关控制信号S3 S8，检测变换器开关次数的实际值。在作为非同步PWM的正弦波调制模式下，变换器开关次数为大致恒定，与此相对， 在作为同步PWM的过调制模式下，由于载波频率发生变化，因此开关次数也容易变化。因 此，在从过调制模式向正弦波调制模式转换时的变换器开关次数的变化量，根据过调制模 式的状态而不同。尤其是过调制模式下的变换器开关次数较少时，随着向正弦波调制模式切换，开 关次数增多，因此即使对于同一电压指令，马达施加电压也可能降低。当发生该现象时，则 随着马达施加电压的降低而电流偏差(电流不足方向)增大，从而电压指令值上升到再次 应用过调制模式的调制比的区域的可能性变大。其结果，暂时从过调制模式切换到正弦波 调制模式的控制模式会再次向过调制模式切换，可能以此为触发而发生跳动。因此，在过调制模式时的变换器开关次数相对少时，切换判定值Fjd被设定为阻 碍从过调制模式向正弦波调制模式的切换。具体而言，可以预先生成针对过调制模式下的变换器开关次数的修正值AF的映 射(未图示)，参照该映射，在步骤S200中，按照下述式(3)设定切换判定值Fjd。Fjd = Fstd-AF ......(3)在此，在式(3)中，Fstd可以设为电压指令与载波相等时的PWM控制中的基波成 分的理论值0.61。并且，Δ F被设定为变换器开关次数越少，AF越向正向增加。或者，为了更精确地设定修正值AF，也可以使用下述式0)。AF = K· (SNsn-SNom)......(4)在式中，SNom是过调制模式下的变换器开关次数的实际值。另外，SNsn是应 用正弦波调制模式时的变换器开关次数的预测值。对于SNsn，可以基于当前的状态下应用 正弦波调制模式时由频率控制部260设定的载波频率、及马达旋转速度而进行预测。K是根 据变换器14的特性而适当设定的调整系数。或者，为了更简单地反映变换器14的开关状态，也可以取代变换器开关次数，而 基于载波频率算出切换判定值的修正值AF。在该情况下，可以参照构成为过调制模式下的 载波频率越低、AF越向正向增加的映射，算出修正值AF。或者，也可以取代上述式G)，使用下述式(5)求出修正值AF。AF = K· (CFsn-CFom)......(5)在式(5)中，CFom表示过调制模式下的当前的载波频率，CFsn表示在将控制模式 切换到正弦波调制模式时由频率控制部260应用的载波频率的预测值。如上所述，在本实施方式的马达驱动控制系统100中，能够基于应用过调制模式 下的变换器14的开关状态(电力变换工作状态)，在从过调制模式向正弦波调制模式切换 时，考虑马达施加电压因变换器开关次数的变化而发生变化的影响，可变地设定切换判定 值。其结果，在因向正弦波调制模式切换而导致开关次数增加变得显著、由于死区时 间变化的影响而会生成需要立即向过调制模式切换的电压指令的状态时，能够以阻碍从过 调制模式向正弦波调制模式的变更的方式可变地设定切换判定值。其结果，能够适当地进 行从过调制模式向正弦波调制模式的切换判定，防止在两控制模式之间发生跳动，使控制
稳定化。
(变形例1)如上所述，当变换器开关次数变化时，由于死区时间的影响，马达施加电压发生变 化。在此，马达施加电压是向振幅增大方向变化还是向振幅减少方向变化，与马达施加电压 及马达电流的相位相关。图9A表示交流电动机Ml动力运行时的典型的电压电流波形。如图9B所示，动力 运行工作时，为电流I的相位相对于电压V的相位延迟的状态。并且，由变换器开关次数减 少引起的死区时间变化所导致的马达施加电压的变动量(偏移量VofT)，会根据电流的极 性而变化。即，在电流I为正的期间，Voff为负，与此相对，在电流I为负时，Voff为正。因 此，在动力运行时，由于变换器开关次数增大引起的偏移量Voff在减小马达施加电压的振 幅的方向上起作用。另一方面，图9B表示交流电动机Ml动力运行时的典型的电压电流波形。如图9B 所示，再生时，电压V与电流I的相位差变大，两者大致成为相反相位。因此，在再生时，偏 移量Voff在增大马达施加电压的振幅的方向上起作用。这样认为由于电压指令的变化特性会根据交流电动机Ml的电压V和电流I的相 位差、即功率因数而发生变化，因此伴随着控制模式切换的马达施加电压变化的特性会不 同。因此，在变形例1中，在图8的步骤S200的切换判定值Fjd的可变设定中，根据过调制 PWM控制时的功率因数决定修正值Δ F。S卩，在功率因数大(即电压与电流的相位差小)时，如图9Α所示，在马达施加电压 的振幅减小的方向上发生死区时间的影响，因此在刚刚从过调制模式向正弦波调制模式切 换之后，再次作出向过调制模式切换的切换判定的可能性较大。因此，优选在这种情况下， 通过将修正值AF设定得相对较大，从而将切换判定值设定得较小，以阻碍从过调制模式 向正弦波调制模式的切换。相反，在如图9Β所示的情况下，由于难以发生上述的现象，因此认为与作为基准 值的调制比=0. 61相应地进行切换判定也不会有问题。其结果，能够构成根据过调制模式 下的当前的PWM控制中的电压、电流相位即功率因数来设定修正值AF的映射(未图示)。 或者，也能够如下述式(6)所示那样，根据关于功率因数的、过调制模式下的实际值与向正 弦波调制模式切换时的预测值之差，决定修正值Δ F。AF = K· (PFsn-PFom)......(6)在式(6)中，PFom表示过调制模式下的当前的PWM控制的功率因数。PFom可根 据电压和电流的检测值而求出，也可根据PWM控制中所使用的d轴及q轴的电压指令值 Vdcom, Vqcom及电流指令值Idcom、Iqcom而求出。例如，可以根据与电压指令值相应的电 压相位tan-1 (Vqcom/Vdcom)和与电流指令值相应的电流相位tan_l (Iqcom/Idcom)的相位 差Φ (即电压和电流的相位差)求出功率因数(cosct)。另一方面，式(6)中的PFsn表示转换为正弦波调制模式时的功率因数的预测值。 该功率因数例如可基于此时的马达状态(转矩、转速)、不久之前的电压、电流指令而进行 预测。根据以上说明的变形例1，能够根据从变换器14向交流电动机Ml供给的电压及电 流的相位差，反映死区时间对马达施加电压带来的影响会发生变化这一点地，适当设定从 过调制模式向正弦波调制模式的切换判定值Fjd。
如本实施方式及其变形例1所说明的那样，对于从过调制模式向正弦波调制模式 的切换判定值Fjd的设定，作为变换器14的开关状态(电力变换工作状态)，能反映(i) 开关次数、(ii)载波频率、或者(iii)功率因数(电压电流相位差)。另外，可以分别根 据(i) (iii)算出修正值ΔF，并且组合上述的至少一部分，由此决定式(3)中的修正值 AF0关于此时的组合，可以适当执行采用最小值、采用最大值或采用平均值等方式。通过 这样组合多个要素，能够更适当地反映变换器14的开关状态(电力变换工作状态)，执行从 过调制模式向正弦波调制模式的切换判定。(变形例2)在从过调制模式向正弦波调制模式的切换判定时跳动成为问题，是在从过调制模 式向正弦波调制模式的切换后、判定为立刻向过调制模式切换时出现的情况。为了避免这 种情况，要求适当阻碍从过调制模式向正弦波调制模式的切换。如图10所示，通过用修正值AF修正预定的基准值Fstd(代表性的为0.61)而设 定切换判定值Fjd，该修正值AF是根据变换器14的开关状态(电力变换工作状态)而设 定的。并且，在调制比低于切换判定值Fjd时，从过调制模式向正弦波调制模式切换，在调 制比为切换判定值Fjd以上时，维持过调制模式。因此，能够通过将基于式(4) (6)、参照映射而进行的修正值AF的设定限定为 Δ F > 0，从而以限定为将切换判定值Fjd修正得低于基准值Fstd的方向、即限定为阻碍从 过调制模式向正弦波调制模式切换的方向的方式，可变地设定切换判定值Fjd。这样，能够在担心发生跳动的状态时，阻碍从过调制模式向正弦波调制模式的切 换，并在除此之外的情况下，按照理论(基准值Fstd)决定控制模式，因此能够进一步提高 控制的稳定性。在本实施方式及其变形例1、2中，例示了通过将“调制比”和判定值进行比较来执 行控制模式切换判定的例子，但本发明的应用不限于该情况。即，通过定义与电压指令相关 的调制比以外的参数并设定其判定值，或者通过针对施加电压的振幅、相位等直接设定判 定值，从而执行控制模式切换判定，在上述控制结构中，也能如上述那样根据过调制模式下 的状态可变地设定该判定值，能够得到同样的效果。另外，对于本实施方式中省略了图示的从正弦波调制模式向过调制模式的切换判 定，为了防止跳动，只要逐次比较判定值和基于电压指令的调制比，在调制比高于判定值时 向过调制模式切换即可，所述判定值是以对上一次的向正弦波调制模式切换时的切换判定 值Fjd设置滞后(hysteresis)的方式设定的值。应该认为本次公开的实施方式在所有方面只是例示，而并不是限制性内容。本发 明的保护范围不是由上述的说明表示，而是由权利要求书所表示，包括在与权利要求书均 等的意思或范围内的所有变更。产业上的可利用性本发明能够用于应用具有正弦波调制模式和过调制模式的脉冲宽度调制(PWM) 控制的交流电动机的控制。附图标记的说明5接地线；6、7电力线；10、13电压传感器；10#直流电压发生部；11J4电流传感 器；12升降压转换器；14变换器；15U相上下臂；16V相上下臂；17W相上下臂；25旋转角传感器；30控制装置(EOT) ；100马达驱动控制系统；200PWM控制部；210电流指令生成部； 220电压指令生成部；230PWM电路；250载波发生电路；260频率控制部；270载波；280电压 指令；300矩形波电压控制部；305运算部；310转矩检测部；320电压相位控制部；330矩形 波发生部；400模式切换判定部；410切换开关；450切换判定值设定部；B直流电源；CO、Cl 平滑电容器；Dl D8反向并联二极管；Fjd切换判定值；Idconulqcom电流指令值；iu、iv、 iw、MCRT马达电流；Ll电抗器；Ml交流电动机；MCRT马达电流；OM控制信号(过调制模式)； Ql Q8电力用半导体开关元件；Sl S8开关控制信号；SRI、SR2系统继电器；Trqcom转 矩指令值；Tsw开关元件温度；Vdcom、Vqcom电压指令值(d_q轴)；Vfc控制信号(载波频 率)；VH系统电压(变换器DC链电压)；Voff偏移量；Vu、Vv、Vw各相电压指令；AF修正值 (切换判定值)；θ转子旋转角；ω角速度。
权利要求
1.一种交流电动机(Ml)的控制装置，所述交流电动机的施加电压由变换器(14)控制， 该控制装置包括脉冲宽度调制控制部000)，其通过基于电压指令信号(观0)与载波信号(270)的比较 的脉冲宽度调制控制，产生所述变换器的控制指令(S3 S8)，所述电压指令信号(280)是 用于使所述交流电动机按照工作指令进行工作的正弦波状的信号；模式切换判定部G00)，其指示使用过调制模式和正弦波调制模式中的哪一模式来执 行所述脉冲宽度调制控制部的所述脉冲宽度调制控制，所述过调制模式中所述电压指令信 号的振幅大于所述载波信号的振幅，所述正弦波调制模式中所述电压指令信号的振幅为所 述载波信号的振幅以下；以及判定值设定部G50)，在执行所述过调制模式下的所述脉冲宽度调制控制时，所述判定 值设定部(450)基于所述变换器的电力变换工作的状态而可变地设定切换判定值(Fjd)， 所述切换判定值是用于对从所述过调制模式向所述正弦波调制模式的切换进行判定的值，所述模式切换判定部，基于所述切换判定值和与所述电压命令信号相关联的值的比 较，判定是否需要从所述过调制模式向所述正弦波调制模式切换。
2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，所述变换器(14)包括按照来自所述脉冲宽度调制控制部O00)的所述控制指令 (S3 S8)而导通断开的电力用半导体开关元件(Q3 Q8)，所述脉冲宽度调制控制部(200)包括控制所述载波信号O70)的频率的频率控制部 (260)，所述频率控制部，在所述过调制模式下，根据所述交流电动机的旋转速度控制所述载 波信号的频率，使得所述载波信号的频率变为所述交流电动机(Ml)的旋转频率的整数倍，所述判定值设定部G50)，根据所述过调制模式下的所述电力用半导体开关元件在一 定期间内的导通断开次数，可变地设定所述切换判定值(Fjd)。
3.根据权利要求2所述的交流电动机的控制装置，其中，所述频率控制部060)，在所述正弦波调制模式下，根据所述变换器(14)和所述交流 电动机(Ml)的工作状态，与所述交流电动机的旋转速度无关地控制所述载波信号(270)的频率，所述判定值设定部G50)，基于所述电力用半导体开关元件(Q3 Q8)在所述一定期间 内的导通断开次数的所述过调制模式下的当前值(SNom)与转换成所述正弦波调制模式时 的预测值(SNsn)之差，可变地设定所述切换判定值(Fjd)。
4.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，所述脉冲宽度调制控制部(200)包括控制所述载波信号O70)的频率的频率控制部 (260)，所述频率控制部，在所述过调制模式下，根据所述交流电动机的旋转速度控制所述载 波信号的频率，使得所述载波信号的频率变为所述交流电动机(Ml)的旋转频率的整数倍，所述判定值设定部G50)，根据所述过调制模式下的所述载波信号的频率，可变地设定 所述切换判定值(Fjd)。
5.根据权利要求4所述的交流电动机的控制装置，其中，所述频率控制部060)，在所述正弦波调制模式下，根据所述变换器(14)和所述交流电动机(Ml)的工作状态，与所述交流电动机的旋转速度无关地控制所述载波信号(270)的频率，所述判定值设定部G50)，基于所述载波信号的频率的所述过调制模式下的当前值 (CFom)与转换成所述正弦波调制模式时的预测值(CFsn)之差，可变地设定所述切换判定 值(Fjd)。
6.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，所述判定值设定部G50)，根据功率因数可变地设定所述切换判定值(Fjd)，所述功率 因数是按照来自所述脉冲宽度调制控制部(200)的所述控制指令(S3 S8)在所述变换器 (14)和所述交流电动机(Ml)之间授受的交流电力的、所述过调制模式下的功率因数。
7.根据权利要求6所述的交流电动机的控制装置，其中，所述判定值设定部G50)，基于所述交流电力的功率因数的所述过调制模式下的当前 值(Pi^om)与转换成所述正弦波调制模式时的预测值(PFsn)之差，可变地设定所述切换判 定值(Fjd)。
8.根据权利要求1 7中的任一项所述的交流电动机的控制装置，其中，所述判定值设定部G50)，通过利用修正值(AF)修正预定的基准值(Fstd)，从而设定 所述切换判定值(Fjd)，所述修正值(AF)是基于所述电力变换工作的状态而可变地设定 的值，所述修正值被限定设定为阻碍从所述过调制模式向所述正弦波调制模式转变的方向 的极性。
9.根据权利要求1 7中的任一项所述的交流电动机的控制装置，其中，所述切换判定值和与所述电压命令信号相关联的值由调制比(MF)表示，所述调制比 (MF)取决于向所述变换器(14)输入的输入直流电压(VH)和所述电压指令信号生成所基于 的电压指令值(Vdcom、Vqcom)。
10.根据权利要求9所述的交流电动机的控制装置，其中，所述输入直流电压(VH)由对直流电源(B)的输出电压进行可变控制的转换器(12)生成。
11.一种交流电动机(Ml)的控制方法，所述交流电动机的施加电压由变换器(14)控 制，该控制方法包括通过基于电压指令信号(观0)与载波信号(270)的比较的脉冲宽度调制控制来控制所 述变换器的步骤(S140)，所述电压指令信号(观0)是用于使所述交流电动机按照工作指令 进行工作的正弦波状的信号；和针对所述脉冲宽度调制控制选择应用过调制模式和正弦波调制模式中的哪一模式的 步骤(S145)，所述过调制模式中所述电压指令信号的振幅大于所述载波信号的振幅，所述 正弦波调制模式中所述电压指令信号的振幅为所述载波信号的振幅以下， 所述选择步骤包括在执行所述过调制模式下的所述脉冲宽度调制控制时，基于所述变换器的电力变换工 作的状态，可变地设定切换判定值(Fjd)的步骤(S200)，所述切换判定值是用于对从所述 过调制模式向所述正弦波调制模式的切换进行判定的值；和基于所述切换判定值和与所述电压命令信号相关联的值的比较，判定是否需要从所述过调制模式向所述正弦波调制模式切换的步骤(S210)。
12.根据权利要求11所述的交流电动机的控制方法，其中，所述变换器(14)包括按照所述脉冲宽度调制控制的控制指令(S3 S8)而导通断开 的电力用半导体开关元件(Q3 Q8)，对于所述载波信号O70)的频率，在所述过调制模式下，根据所述交流电动机(Ml)的 旋转速度而进行控制，使得所述载波信号的频率变为所述交流电动机的旋转频率的整数 倍，所述设定步骤(S200)中，根据所述过调制模式下的所述电力用半导体开关元件在一 定期间内的导通断开次数，可变地设定所述切换判定值(Fjd)。
13.根据权利要求12所述的交流电动机的控制方法，其中，对于所述载波信号O70)的频率，在所述正弦波调制模式下，根据所述变换器(14)和 所述交流电动机(Ml)的工作状态，与所述交流电动机的旋转速度无关地进行控制，所述设定步骤(S200)中，基于所述电力用半导体开关元件在所述一定期间内的导通 断开次数的所述过调制模式下的当前值(SNom)与转换成所述正弦波调制模式时的预测值 (SNsn)之差，可变地设定所述切换判定值(Fjd)。
14.根据权利要求11所述的交流电动机的控制方法，其中，对于所述载波信号O70)的频率，在所述过调制模式下，根据所述交流电动机的旋转 速度而进行控制，使得所述载波信号的频率变为所述交流电动机(Ml)的旋转频率的整数 倍，所述设定步骤(S200)中，根据所述过调制模式下的所述载波信号的频率，可变地设定 所述切换判定值(Fjd)。
15.根据权利要求14所述的交流电动机的控制方法，其中，对于所述载波信号O70)的频率，在所述正弦波调制模式下，根据所述变换器(14)和 所述交流电动机(Ml)的工作状态，与所述交流电动机的旋转速度无关地进行控制，所述设定步骤(S200)中，基于所述载波信号的频率的所述过调制模式下的当前值 (CFom)与转换成所述正弦波调制模式时的预测值(CFsn)之差，可变地设定所述切换判定 值(Fjd)。
16.根据权利要求11所述的交流电动机的控制方法，其中，所述设定步骤(S200)中，根据功率因数而可变地设定所述切换判定值(Fjd)，所述功 率因数是按照所述脉冲宽度调制控制的控制指令(S3 S8)在所述变换器(14)和所述交 流电动机(Ml)之间授受的交流电力的所述过调制模式下的功率因数。
17.根据权利要求16所述的交流电动机的控制方法，其中，所述设定步骤(S200)中，基于所述交流电力的功率因数的所述过调制模式下的当前 值(Pi^om)与转换成所述正弦波调制模式时的预测值(PFsn)之差，可变地设定所述切换判 定值(Fjd)。
18.根据权利要求11 17中的任一项所述的交流电动机的控制方法，其中，所述设定步骤中，通过利用修正值(AF)修正预定的基准值(Fstd)，从而设定所述切换判定值(Fjd)，所述修正值(AF)是基于所述电力变换工作的状态而可变地设定的值，所述修正值被限定设定为阻碍从所述过调制模式向所述正弦波调制模式转变的方向的极性。
19.根据权利要求11 17中的任一项所述的交流电动机的控制方法，其中，所述切换判定值和与所述电压命令信号相关联的值由调制比(MF)表示，所述调制比 (MF)取决于向所述变换器(14)输入的输入直流电压(VH)和所述电压指令信号生成所基于 的电压指令值(Vdcom、Vqcom)。
20.根据权利要求19所述的交流电动机的控制方法，其中，所述输入直流电压(VH)由对直流电源(B)的输出电压进行可变控制的转换器(12)生
全文摘要
在执行过调制模式下的PWM控制时，ECU基于变换器的当前开关状态可变地设定在从过调制模式向正弦波调制模式的控制模式切换判定中使用的切换判定值(S200)。然后，ECU将根据电压指令值算出的调制比与切换判定值进行比较(S210)，判定是向正弦波调制模式切换(S220)还是维持过调制模式(S230)。尤其是在向正弦波调制模式切换后，在处于因死区时间变化的影响而会生成需要立刻向过调制模式切换的电压指令的状态时，可变地设定切换判定值，使得阻碍从过调制模式向正弦波调制模式的变更。由此，防止发生频繁反复进行控制模式切换的跳动现象。
文档编号H02P27/08GK102113203SQ20098013017
公开日2011年6月29日 申请日期2009年7月8日 优先权日2008年8月8日
发明者山田坚滋 申请人:丰田自动车株式会社