专利名称：一种照明用大功率led阵列的驱动电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及给大功率LED照明提供电能的驱动电源。
背景技术：
LED (发光二极管)具有使用低压电源、耗能少、适用性强、稳定性高、响应时间短、 对环境无污染、多色发光等的优点，可望成为第四代照明光源。由于即便是称为大功率LED 的单颗功率也十分有限(1W或有限的几W)，所以，在(例如路灯、隧道灯等)大功率LED照 明的领域，都必须采用由若干单颗LED来组成的LED阵列(包括由单颗小功率LED组成的 阵列和由单颗大功率LED组成的阵列，在本发明中指的是后者)。由于LED的发光强度、光 通量等与其正向导通电流直接相关，所以，均采用恒流驱动电源。由于LED抗浪涌电压冲击 的能力极差，所以，在其驱动电源中还应当有抗浪涌电压冲击的结构。对于大功率LED来 讲，目前多采用抗浪涌电压冲击能力较强的隔离型LED驱动电源。简言之，现有的照明用大 功率LED阵列的驱动电源，多是隔离型的恒流驱动电源。然而，在现有的这类照明用大功 率LED阵列的驱动电源中，却存在驱动电源的使用寿命与LED的理论寿命(可达100000小 时)不匹配，进而直接导致整个大功率LED照明系统的使用寿命降低的问题。原因是，为减 小驱动电流纹波，在这类照明用大功率LED阵列的驱动电源内部配置了电解电容以进行滤 波，而电解电容的平均无故障工作时间(MTBF)，长一些的也仅有30000小时左右。但在为 延长整个大功率LED照明系统的使用寿命，而采用无电解电容的隔离型恒流驱动电源呢， 却又存在驱动电流纹波无法减小，进而使LED的发光效率降低、结温升高，导致发光波长红 移、光线质量降低等光学品质下降的问题。简言之，在现有照明用大功率LED阵列的驱动电 源中，要么存在使用寿命较短，要么存在驱动电流纹波无法减小的不能同时兼顾两头的问 题。
发明内容
本发明的目的是提供一种使用寿命长、且驱动电流纹波小的照明用大功率LED阵 列的驱动电源。为实现所述目的，提供这样一种照明用大功率LED阵列的驱动电源，与现有技术 相同的方面是，该驱动电源包括依次连接有开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电 路的隔离型的谐振变换器；其中，开关逆变网络的输入端与直流电源连接，整流电路的输 出端与照明用的大功率LED阵列连接。其改进之处是，本发明所用的谐振变换器有N个 (N ^ 2)，且均无电解电容；各谐振变换器的开关逆变网络输入端并联后与直流电源连接， 各谐振变换器的整流电路输出端并联后与大功率LED阵列连接；并且，在各谐振变换器中， 各开关逆变网络内的开关驱动相位依次相差180° /N，各高频变压器的原、副边电流的相 位依次相差180° /N——也即本发明对各谐振变换器的输出电流采用交错控制。与现有技术相比较，由于在本发明的各谐振变换器中，均无电解电容，因此，克服 了因存在电解电容，而降低了整个大功率LED照明系统的使用寿命之不足。在采用无电解电容的谐振变换器的同时，本发明没有采用现有技术中仅由单个谐振变换器来构成其驱动 电源的结构，而是选用了两个或两个以上的并联结构；更重要的是，对各谐振变换器的输出 电流采用了交错控制，正是这种并联、且交错控制的结构，减小了驱动电流的纹波(并联的 数量越多，其效果越好)。也即本发明能够兼顾了延长其驱动电源的使用寿命和减小驱动电 流纹波的要求。另外，本发明选用的谐振变换器本身，又是隔离型的LED驱动电源的主电路 拓扑中的一种，它具有便于开关实现零电压和零电流开通与关断，因此，同时还保留了其开 关损耗小、效率高、电磁干扰小之特性。简言之，本发明除也仍然具有谐振变换器本身的优点之外，还具有能保证驱动电 源的使用寿命与大功率LED的使用寿命匹配，进而延长整个大功率LED照明系统使用寿命 的优点；还具有驱动电流纹波小，进而能提升大功率LED的光学品质的优点。下面结合附图对本发明作进一步的说明。
图1—为一组照明用大功率LED阵列供电的本发明驱动电源原理框2——两个谐振变换器并联、交错控制的本发明驱动电源的输出电流理论波形 3——为多组照明用大功率LED阵列供电的本发明驱动电源原理框4a——本发明中采用的一种开关逆变网络(全桥开关逆变网络)图4b——本发明中采用的另一种开关逆变网络(对称半桥开关逆变网络)图4c——本发明中采用的又一种开关逆变网络(不对称半桥开关逆变网络)图5a——本发明中采用的一种谐振网络(LC谐振网络)图5b——本发明中采用的另一种谐振网络(LCC谐振网络)图5c——本发明中采用的又一种谐振网络(LLC谐振网络)图5d——本发明中采用的再一种谐振网络(LCL-T谐振网络)图6a——本发明中采用的一种整流电路(桥式整流电路)图6b——本发明中采用的另一种整流电路(中间抽头全波整流电路)图7——依据图1原理框图的本发明驱动电源电路原理8a——为图7中开关(Sn、S12)的驱动信号(Qn、Q12)的仿真波形8b——为图7中的高频变压器副边电流(Isl、Is2)的仿真波形8c——为图7中的各谐振变换器的输出电流(1^ 1。2)以及驱动电源的驱动电 流I。的仿真波形1中，Uin为直流电源的输出电压，Ual、UaN分别为第一至第N个谐振变换器中各 开关逆变网络的输出电压，upl、UPN分别为第一至第N个谐振变换器中各谐振网络的输出电 压，IPi> 1_分别为第一至第N个谐振变换器中各高频变压器的原边电流，Usl、UsN分别为第 一至第N个谐振变换器中各高频变压器的副边输出电压，Isl、IsN分别为第一至第N个谐振 变换器中各高频变压器的副边电流，I。” 1#分别为第一至第N个谐振变换器中各整流电路 的输出电流，I。为第一至第N个谐振变换器的中整流电路的输出电流之和，U。为大功率LED 阵列的输入端电压。图2中，Ts为一个开关周期，101> 1。2分别为第一和第二个谐振变换器的输出电流，I。为整个驱动电源的驱动电流。图3中，Uin为直流电源的输出电压，Ual、UaN分别为第一至第N个谐振变换器中各 开关逆变网络的输出电压，upl、UPN分别为第一至第N个谐振变换器中各谐振网络的输出电 压，IPi> IPN分别为第一至第N个谐振变换器中各高频变压器的原边电流，Usll、UslM分别为第 一个谐振变换器中高频变压器第一至第M个副边输出电压，Isll、IslM分别为第一个谐振变换 器中高频变压器第一至第M个副边输出电流，UsN1、UsNM分别为第N个谐振变换器中高频变压 器第一至第M个副边输出电压，IsN1、IsNM分别为第N个谐振变换器中高频变压器第一至第M 个副边输出电流，I0ll> Ion分别为第一个谐振变换器中第一至第M个整流电路的输出电流， IoN1> IoN 分别为第N个谐振变换器中第一至第M个整流电路的输出电流，101为第一个谐振 变换器中第一个整流电路的输出电流至第N个谐振变换器中第一个整流电路的输出电流 之和，10 为第一个谐振变换器中第M个整流电路的输出电流至第N个谐振变换器中第M个 整流电路的输出电流之和，U0l、U。M分别为第一至第M组大功率LED阵列的端电压。图4a中，Uin为直流电源的输出电压，Sp S2、S3、S4为构成全桥开关逆变网络的四 个开关，Ua为全桥开关逆变网络的输出电压。图4b中，Uin为直流电源的输出电压，Sp S2为构成对称半桥开关逆变网络的两个 开关，Ci、c2为构成对称半桥开关逆变网络的两个分压电容，ua为对称半桥开关逆变网络的 输出电压。图4c中，Uin为直流电源的输出电压，Sp S2为构成不对称半桥开关逆变网络的两 个开关，C为构成不对称半桥开关逆变网络的电容，ua为不对称半桥开关逆变网络的输出电压。图5a中，Ua为开关逆变网络的输出电压，Lr> Cr分别为构成LC谐振网络的电感和 电容，Lr可为高频变压器的漏感，Up为LC谐振网络的输出电压。图5b中，队为开关逆变网络的输出电压，I^C^、(；2分别为构成LCC谐振网络的电 感和两个电容，Lr可为高频变压器的漏感，Up为LCC谐振网络的输出电压。图5c中，Ua为开关逆变网络的输出电压，Lri、Lrt、(；分别为构成LLC谐振网络的两 个电感和电容，Lrl可为高频变压器的漏感，Lr2可为高频变压器的激磁电感，Up为LLC谐振 网络的输出电压。图5d中，Ua为开关逆变网络的输出电压，Lri、Lrt、(；分别为构成LCL-T谐振网络的 两个电感和电容，Lr2可为高频变压器的漏感，Up为LCL-T谐振网络的输出电压。图6a中，Us为高频变压器的副边输出电压，Dri、D,2、Drt、Drt为构成桥式整流电路的 四只二极管，C。为用于滤波的小容量电容(非电解电容)，该电容可能需要也可能不需要， 根据具体应用条件确定，U。为桥式整流电路的输出电压。图6b中，Us为高频变压器的副边输出电压，Dri、D,2为构成中间抽头全波整流电路 的两只二极管，C。为用于滤波的小容量电容(非电解电容)，该电容可能需要也可能不需 要，根据具体应用条件确定，U。为中间抽头全波整流电路的输出电压。图7中，Uin为直流电源的输出电压，Sn、S21、S31、S41为第一个谐振变换器中构成全 桥开关逆变网络的四个开关，sn的驱动信号Qn与S41的驱动信号相同，S21与S31的驱动信 号相同，Sn、S41的驱动信号与S21、S31的驱动信号互补，Ual为该全桥开关逆变网络的输出电 压，Lril、Lm、(；工分别为第一个谐振变换器中构成LCL-T谐振网络的两个电感和电容，L,21可
5为第一个谐振变换器中高频变压器的漏感，Upl为该振网络的输出电压，IP1为第一个谐振变 换器中高频变压器的原边电流，Usl为第一个谐振变换器中高频变压器的副边输出电压，Isl 为第一个谐振变换器中高频变压器的副边电流，Drll, Dr21, Dr31> Dr41为第一个谐振变换器中 构成桥式整流电路的四只二极管，101为该桥式整流电路的输出电流。S12、S22、S32、S42为第 二个谐振变换器中构成全桥开关逆变网络的四个开关，S12的驱动信号Q12与S42的驱动信号 相同，S22与S32的驱动信号相同，S12、S42的驱动信号与S22、S32的驱动信号互补，Ua2为该全 桥开关逆变网络的输出电压，Lrl2>Lr22>Cr2分别为第二个谐振变换器中构成LCL-T谐振网络 的两个电感和电容，可为第二个谐振变换器中高频变压器的漏感，Up2为该振网络的输 出电压，Ip2为第二个谐振变换器中高频变压器的原边电流，Us2为第二个谐振变换器中高频 变压器的副边输出电压，Is2为第二个谐振变换器中高频变压器的副边电流，Drl2, Dr22, Dr32> Dr42为第二个谐振变换器中构成桥式整流电路的四只二极管，1。2为该桥式整流电路的输出 电流。I。为第一和第二个谐振变换器的中桥式整流电路的输出电流L和1。2之和，U。为大 功率LED阵列的端电压。图8a中，Qn、Q12分别为图7中标记为Sn、S12的两个开关的驱动信号仿真波形图， 它们的驱动相位相差90°。图8b中，Isl、Is2分别为图7中第一、第二个谐振变换器的高频变压器副边电流的 仿真波形图。图8b中，101、1。2为图7中第、第二个谐振变换器的桥式整流电路的的输出电流以 及它们之和I。的仿真波形图。
具体实施例方式一种照明用大功率LED阵列的驱动电源(参考图1)，该驱动电源包括依次连接有 开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电路的隔离型的谐振变换器；其中，开关逆变 网络的输入端(也即该谐振变换器的输入端)与直流电源连接，整流电路的输出端(也即 该谐振变换器的输出端)与照明用的大功率LED阵列连接。本发明中的谐振变换器有N个 (N ^ 2)，且均无电解电容；各谐振变换器的开关逆变网络输入端并联后与直流电源连接， 各谐振变换器的整流电路输出端并联后与大功率LED阵列连接——也即该驱动电源的驱动 电流k等于各谐振变换器输出电流(I。” 1。2)之和(参考图2)；并且，在各谐振变换器中， 各开关逆变网络内的开关驱动相位依次相差180° /N，各高频变压器的原、副边电流的相 位也依次相差180° /N。显然，在运用本发明的驱动电源时，是采用两个谐振变换器并联或是更多的谐振 变换器并联，需要根据各方面条件和/或要求综合考虑。进一步讲.为节省本发明驱动电源的成本，在照明用的大功率LED阵列有 M(M^2)组的情况下(参考图3)，在各谐振变换器中，各高频变压器的副边连接有M个整 流电路的绕组，这些谐振变换器中相互对应的整流电路输出端，分别并联后与各自对应的 大功率LED阵列连接。当然，在这种情况下，各谐振变换器中对应的开关逆变网络、谐振网 络和高频变压器应当与其连接的M个整流电路匹配。更进一步讲，在本发明中，开关逆变网络为全桥(参考图4a)、对称半桥(参考图 4b)或不对称半桥(参考图4c)结构的开关逆变网络。另外，这些开关逆变网络中的开关均可以是MOSFET、IGBT等全控型开关器件。在本发明中，谐振网络为LC(参考图5a)、LCC(参考图5b)、LLC(参考图5c)或 LCL-T(参考图5d)的谐振网络。为节省本发明驱动电源的成本，图5a、图5b中的谐振电感 Lr,图5c中的谐振电感Lri，图5d中的谐振电感可为高频变压器的漏感，图5c中的谐振 电感可为高频变压器的激磁电感。在本发明中，整流电路为桥式整流电路(参考图6a)或中间抽头的全波整流电路 (参考图6b)。披露至此，对本领域技术人员来讲，已经完全能够理解与实现本发明了。为了让更 多的普通技术人员能够理解与实现，现用两个谐振变换器并联的，其内均采用全桥开关逆 变网络、LCL-T谐振网络和桥式整流电路的驱动电源(参考图7)为例，对本发明驱动电源 的原理作进一步说明。各谐振变换器均工作于连续模式状态，各高频变压器的原边电流(IP1、IP2)和副 边电流(IS1、IS2)均近似为正弦波，由于采用交错控制，它们之间的相位彼此相差90° (即 180° /2)，经各整流电路后分别得到各自的输出电流(IM、IJ，整个驱动电源的驱动电流 I。为各整流电路的输出电流(IM、IJ之和，由于各谐振变换器能够保证各整流电路的输出 电流(101、102)的峰值不变且相等，于是，整个驱动电源的驱动电流k就在其电流纹波较小 的情况下，实现对大功率LED阵列进行的恒流驱动。本发明经过了仿真验证，验证时的驱动电源如图7所示。仿真验证后的波形图参 见图8a 图8c。其中，图8a为两个谐振变换器中全桥开关逆变网络里的各一个开关(Sn、 S12)的驱动信号(Qn、Q12)的波形，从图中可以看出，它们的占空比为0.5，相位相差90° ；图 8b为高频变压器副边电流(Isl、Is2)的波形，从图中可以看出，它们均接近正弦波，相位也相 差90° (即180° /2)；图8c为各谐振变换器的输出电流(I。:、1。2)以及驱动电流I。的波 形，从图中可以看出，驱动电流I。的纹波比各谐振变换器的输出电流(I^IJ小得多，也即 在输出不加电解电容滤波的情况下，通过本发明对各谐振变换器的输出电流采用的交错控 制的方式与结构达到了减小驱动电流纹波的效果。
权利要求
一种照明用大功率LED阵列的驱动电源，该驱动电源包括依次连接有开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电路的隔离型的谐振变换器；其中，开关逆变网络的输入端与直流电源连接，整流电路的输出端与照明用的大功率LED阵列连接；其特征在于，所述谐振变换器有N个，且均无电解电容；各谐振变换器的开关逆变网络输入端并联后与所述直流电源连接，各谐振变换器的整流电路输出端并联后与所述大功率LED阵列的输入端连接；并且，在各谐振变换器中，各开关逆变网络内的开关驱动相位依次相差180°/N，各高频变压器的原、副边电流的相位依次相差180°/N；其中，N≥2。
2.根据权利要求1所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述大功率 LED阵列有M组，在所述的各谐振变换器中，各高频变压器的副边连接有M个所述整流电路 的绕组，这些谐振变换器中相互对应的整流电路输出端，分别并联后与各自对应的大功率 LED阵列的输入端连接；其中，M彡2。
3.根据权利要求1或2所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述开关 逆变网络为全桥、对称半桥或不对称半桥结构的开关逆变网络。
4.根据权利要求1或2所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述谐振 网络为LC、LCC、LLC或LCL-T的谐振网络。
5.根据权利要求1或2所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述整流 电路为桥式整流电路或中间抽头的全波整流电路。
6.根据权利要求3所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述谐振网络 为LC、LCC、LLC或LCL-T的谐振网络。
7.根据权利要求3所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述整流电路 为桥式整流电路或中间抽头的全波整流电路。
8.根据权利要求4所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述整流电路 为桥式整流电路或中间抽头的全波整流电路。
全文摘要
一种照明用大功率LED阵列的驱动电源，驱动电源由两个或两个以上，且均无电解电容的谐振变换器有构成，各谐振变换器有依次连接有开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电路。其中，各开关逆变网络的输入端并联后与直流电源连接，各整流电路的输出端并联后与照明用的大功率LED阵列连接；并且，各谐振变换器的输出电流采用交错控制。本发明除仍然保持有谐振变换器本身的优点之外，还具有能保证驱动电源的使用寿命与大功率LED的使用寿命匹配，进而延长整个大功率LED照明系统使用寿命的优点；还具有驱动电流纹波小，进而能提升大功率LED的光学品质的优点。
文档编号H02M1/14GK101861019SQ20101017444
公开日2010年10月13日 申请日期2010年5月18日 优先权日2010年5月18日
发明者卢伟国, 周雒维, 杜雄, 罗全明 申请人:重庆大学